基于三电平逆变器的永磁同步电机控制策略研究.docx

《基于三电平逆变器的永磁同步电机控制策略研究.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《基于三电平逆变器的永磁同步电机控制策略研究.docx（50页珍藏版）》请在三一办公上搜索。

1、1.C1.滤波的三电平逆变器摘要多电平逆变器已经被应用于越来越多的大功率电能变换场合，如果在逆变器并入电网使用前，其输出端缺乏理想的控制策略和滤波器滤波，那么不仅在并网的过程中，开关器件容易被谐波破坏，而且其输出电流注入电网后会造成谐波污染，优越的并网控制策略和输出滤波器的参数设计是本课题的主要核心。本课题旨在深入探讨三电平并网逆变器的发展历程，并从多个角度分析其拓扑结构、PWM控制策略的优势与不足，为三电平并网逆变器的应用提供有效的参考。在仿真中搭建SVPWM模块和并网模块，通过仿真波形验证该控制系统的可行性。最后在进行总体硬件设计的滤波电路部分。关键词：三电平逆变器；并网；空间电压矢量控制

2、策略(SVPWM)；1.C1.滤波器;MAT1.AB仿真第一章绪论1.1 课题研究背景及意义现如今能源对于人类社会已经越来越重要了，而传统的能源在不知节制的开采使用中已经趋于匮乏，电能作为当今最不可或缺的能源，整个社会的运行几乎离不开电能。为了使电能可以最大化为我们服务，电力电子技术的出现使得电能的使用到达一个新门槛，利用新兴技术将固定频率的工业交流电通过电力电子装置转变成任意频率的交流电，供电气设备使用，但由于电力电子器件性能突破跟不上人们的需求，对于一些大功率、高压场合的电能变换一直受到限制。为了进一步提高电能的利用率以及进一步解决电能质量问题，多电平逆变器是一种值得深入研究的道路。1.2

3、 国内外发展现状1.2.1 并网逆变器发展现状自从晶体管问世之后，电力电子技术的发展就开始快马加鞭，逆变技术也成为当今电力电子研究的热点。自从结合了GTR和MOSFET两种晶体管优点的IGBT问世后，因其优越的耐压能力和开关频率被广泛用于逆变器中作开关管使用,这样也使得逆变器的效率获得提升，这让致力于让逆变器造福社会的各国科学家看到了方向。经过多年各国学者的研究，现如今，不仅电力电子器件的发展使得逆变器性能进一步提升，各种控制理论的优化也促使逆变器的控制策略变得更加优越更加完善，种种这些进步，都使得并网逆变器走向高频化、高实用化、低成本化。1.2.2 三电平技术发展现状随着技术的不断发展，逆变

4、器已经从最早的两电平变换器，发展到三电平甚至多电平变换器。传统两电平逆变器，输出只有两个电平，输出电压谐波畸变率稍大，需要更大的滤波电感来进行谐波滤除4。在一些特定高电压等级的电气场合，传统的两电平逆变器因为受其开关管耐高压性能限制，无法被很好的应用，需求无法被满足。在这种背景下，如何实现低耐压功率器件去应用于高压场合成为了当时的研究热点，多电平技术也在这种背景下诞生，这种新颖的逆变器主电路拓扑结构，通过增加半导体开关数量，减小开关电应力和EMI干扰，完成了低耐压器件在高压场合应用的突破5。三电平逆变器所具有的优点是一般二电平逆变器所不具备的：（1）因其输出不两电平多出两个电平，其组成的PWM

5、更加平滑，与正弦波更为接近，所含纹波亦比较二电平少；（2）三电平逆变器与二电平逆变器相比，在正常工作中，其开关管仅承受一半的电应力，同时也提升了系统可靠性；（3）三电平的结构使开关管的开关损耗也更加小，从而使系统也具有更高的运行效率。Uo在多电平技术的长期发展中，因追求其更完美的性能而产生了许多不同的拓扑结构。如今普遍被应用于各种实际工程的拓扑有三种6：(1)二极管箝位型逆变器(Diode-ClampedIiiverter);(2)飞跨电容箝位型逆变器(Flying-CaPaCitorInVerter)；具有独立直流电源的级联型逆变器(CaSCaded-InVerterWithSeParate

6、dDCSoUrCeS)。(1)二极管箝位型逆变器iode-Clampedlnverter)二极管钳位型拓扑也称作NPC型拓扑，它是通过二极管连接到直流侧中性点来对每相的输出电压进行钳位的。如果不考虑死区时间，每相上桥臂的1、2管分别与下桥臂的3、4管形成互补。我们可以看出该拓扑的器件成一字型排列，所以每个开关器件的损耗是比较均匀的，应力也比较低。图1.3二极管钳位型逆变器拓扑图该拓扑有以下优点：(I)开关管的损耗比较均匀，器件承受的开关电应力比较低；(11)电平数多，输出可以更逼近标准正弦波形，谐波更少，电能质量更高;(III)逆变器开关动作一次的dv/dt远小于两电平；该拓扑也有一些不足：(

7、I)需要更多的开关器件，拓扑需要大量二极管，使整个电路的复杂程度和成本增加；（三）存在中点点位不平衡的问题。(2)飞跨电容箝位型逆变器(FIying-CaPaCitOrInVerter)通过对NPC型逆变器的拓扑结构的重新设计，我们把原本的钳位二极管替换为了更加稳定的电容，从而实现相同的性能，同时也改进了需要大量二极管的缺图1.4飞跨电容箝位型逆变器拓扑图该拓扑的优点：(I)中点电压不平衡的问题得以解决；(Il)可以实现更多的开关状态组合，更容易平衡开关器件的导通时间；它也存在一些不可忽略的缺点：(I)拓步存在数量较多的钳位电容，逆变器体积和成本有所增加；(II)随着钳位电容的频率增加，电容的

8、寿命和可靠性也会降低；(III)利用电容取代二极管提高电压合成的灵活性，使得调制策略也变得更复杂，在一定程度上也增加了开关装置的损耗。(3)具有独立直流电源的级联型逆变器(CaSCaded-InVerterWithSeParatedDCSOurces)级联型拓扑结构在多电平拓扑中最早诞生，该逆变器的拓扑通过多个桥式逆变器串联形成，原理是基于移相串联叠加输出技术实现，根据图1.6可以发现级联型逆变器的结构十分清晰明确，每个部分都有一个单独的直流源，相互独立,因此不需要考虑分压。O图1.5具有独立直流电源的级联型逆变器拓扑图级联式逆变器的优点有：(I)能根据实际需求实N电平输出；(II)易于维护和

9、升级；它的缺点有：(I)需要多个直流源，目前只能应用于低压逆变中；(II)成本较高。1.2 .31.C1.滤波器发展现状近年来电力电子装置的普及使用而产生的谐波危害对电网的稳定运行和继电保护的正确动作带来巨大的影响，谐波含量不符合规定的电流是不允许并入电网的，下表规定了并网电流谐波含量的要求：表1.1并网电流谐波分量上限谐波次数h(奇次谐波)hllllh1717h2323h3535h总谐波畸变率占额定并网电流的比例4.02.01.50.60.35.0现在的并网逆变器控制策略大多是高频PWM控制技术，系统的输出电流会因为开关器件高频率动作含有大量高次谐波，如果不消除这些有害谐波直接把电流接入电网

10、显然不符合并网电能质量标准。如果既要满足逆变器高频化又要解决输出谐波含量的问题，设计出理想的输出滤波器是目前最主流的解决办法。传统的并网滤波器有1.滤波器，其结构如下图，1.型滤波器构成非常简单，对于低次谐波的具有可观的滤波作用，但是在高频端滤波性能有所不足，无法将电流中的谐波滤除到理想的含量。1.型滤波器想要提高滤波效果，就不得不增加其电感值，这样不仅使电感体积成本增大，也会对电网带来很多不稳定的因素。图1.61.型滤波器为了突破1.型滤波器的瓶颈，1.C1.滤波器的概念在1995年被首次提出，1.C1.型滤波器可以有效提高滤波器在高频段的衰减特性，又能保持低频段良好的增益特性，使得输出电流

11、质量得到进一步提升。它的结构如图1.8所示，通过一个逆变侧电感、支路电容和一个电网侧电感构成。1.C1.滤波器仅凭1.滤波器的一半总感量即可达到相同的滤波效果，能显著减少设备体积和成本。但是通过计算可以发现1.C1.滤波器的传递函数是一个三阶传递函数，它的系统控制复杂程度也比传统1.滤波器大，参数设计难度也很大，因此如何调制控制策略和优化参数设计成为研究1.C1.滤波器的重中之重。文献中分步对滤波器参数设置最优条件，建立不等式求解可以得到效果优良的参数。图1.71.C1.型滤波器1.3 本文的主要研究内容1.基于NPC型三电平逆变器，将其等效为理想单刀三掷开关模型，设计开关函数模型，方便后续分

12、析；2 .对比研究三电平逆变器的几种主要调制技术；3 .搭建空间矢量PWM控制算法的模型，利用详细的计算推导SVPWM算法原理；4 .进行总体硬件电路设计；5 .利用仿真软件对三电平逆变器进行建模，并搭建SVPWM算法模块和并网模块，通过波形结果验证改控制系统的可行性。第二章NPC三电平逆变器的原理与建模2.1NPC三电平逆变器的工作原理对三电平逆变器的结构和工作原理进行分析对深入研究三电平技术非常必要,由浅入深才能理解得更到位。本章将深入探讨三电平逆变器的结构、运行原理以及驱动导通原则和电平切换原则，并建立相应的开关函数数学模型，为SVPWM控制策略的更深入研究提供有力的支持。由图可知，这种

13、拓扑仅需一个独立的直流源，因此其整流侧的设计更加精简、高效。每相都可以通过特定的开关组合输出高（UdC/2）、低（-Udc2）和零电平（O）o我们以其中一相为例分析当开关管处于不同开关组合时逆变器输出的电平状态。由电流走向可看出，输出为P状态时，驱动给开关管SaKSa2导通信号，给开关管Sa3、Sa4关断信号：当电流方向为正时，电源对Cl进行放电，电流经上桥臂Sal、Sa2到达a点，此时a点电位即为P点电位，输出端电压U=UdC/2；当电流反向时，电流经与Sal、Sa2反并联的续流二极管对电容Cl进行放电，此时输出电压U=Udc2（2）输出电压为O（O状态）图2.30状态电流流向示意图由电流走

14、向可看出,当输出为。状态时，驱动给开关管Sa2、Sa3导通信号,给外管Sal、Sa4关断信号：当电流方向为正时，电流从O点通过钳位二极管Da1和开关管Sa2流向a点，此时a点电位就是0点电位，输出电压U=0；当电流反向时，电流通过开关管Sa3钳位二极管Da2流向中性点O,此时输出电压U=0。由电流走向可看出，当输出为N状态时，驱动给开关管Sa3、Sa4导通信号,给开关管Sal、Sa2关断信号：当电流方向正时，电源对C2进行放电，电流经下桥臂与Sa3、Sa4的反并联续流二极管到达a点，此时a点的电位即为N点的电位,该相输出端电压U=-UdC/2；当电流反向时，电流经Sa3、Sa4对电容Cl进行放

15、电,此时输出电压U=UdC/2。综上描述，可以得到以下开关状态与输出电平的关系:表2.1NPC三电平逆变器的器件开关状态与输出电平关系输出电平SalSa2Sa3Sa4P导通导通关断关断O关断导通导通关断N关断关断导通导通我们可以发现，无论何时无论哪种状态，Sal和Sa3不会一起导通，Sa2和Sa4也不会同一时刻导通，即一管与三管、二管与四管永远处于一种互补的关系，这是因为如果在电平切换的过程中互补的开关管同时导通了，那整个直流侧的母线电压都将会加到一个开关管上，使管子非常容易发生过压而损坏。对于三电平逆变器三种电平状态之间进行切换的时候，有两种状态，分别为稳定状态和死区状态。死区状态是一种过渡

16、状态，这是因为为了保证逆变器在每次进行电平状态切换的时候开关管的动作可以达到最少，让逆变器不会由P状态直接切换到N状态我们需要设置一个过渡状态O。使我们用1和O分别表示管子的开通和关断，三电平的运行状态如下表：硬件设计，都必须确保开关管具有足够的时间裕度，免出现开关管直接短路而导致模块受损的情况9。根据输出电平关系，我们可以通过相电压UAe）和UBO得出线电压UAB,合成的三电平线电压有5种电平，阶梯级数更多，其输出线电压较两电平的线电压也更逼近正弦波。U2OZ2UJ2O-U.J2“264图2.4三电平线电压合成图2. 2NPC三电平逆变器的开关数学模型为了更有效地构建三电平逆变器的开关数学模

17、型，我们可以将其简化为一个单刀三掷开关，即每一相的电平值随着开关掷向不同的位置而发生变化，从而实以A相桥臂来看，当开关掷向S叩端时，对应输出P电平；当开关掷向Sao端时，逆变器对应输出N电平；当开关掷向San端时，对应输出N电平。UdC为直流侧电压，所以这里可以把当开关与Sa、Sb、Sc当做逆变器三个桥臂的输出状态。我们可以定义一个开关函数：Si=0(Sil,Si2,Si3,Si4)=(q,Ew,si2,Si3,SM(1,1,0,0)(1.l)1-1(Sil,Si2,Si3,Si4)=(0,l,l,l)则我们可以用UdC和开关函数的关系来表示三相的输出端到点。的相电压：(SaU2UIUAO=S

18、bUdcBO_de=2 1UCOSUdc所以我布片以用如下式子表示逆变器的线电压：UUUUBR,(S1S.)XU 5cU*Ug(Sj)uU-1lcJJrf-；(S.)为了更简洁线电压表达式用矩阵表示为：UAB1-I)SaUlUBQIRdcFIIO11IJIISb1.UCAJII1.-IOlJ1.ScJ|在一个对称的三相系统内，有如下关系：UAN+UBN+UCN=O再把相电压进行分解可得如下表达式：(UAN=UAo+UoNUBN=UBo+UoN!UCN=UCo+UoN再把(2.5)(2.6)两式联立可得UON与开关函数的关系：UoN=-I(UAo+UBo+UCo)=-Udc(Sa+Sb+Sc)所

19、以，联立(2.2)(2.6)(2.7),负载相电压也可以用开关函数表示:1_S-IJbk-21-21-1Sb6Uf.9V逆变器的每一个桥臂Sa、Sb、Sc都有三种状态，所以对应起来有27种输出状态。根据已经推导的公式，我们把那27种输出状态带入到公式中，就可以得到其相电压和线电压所对应的开关状态关系：表2.327种开关状态对应的电压状态开关状态输出端线电压负载相电压SaSbScUABUBCUCAUANUBNUCNPPP000000OOO000000NNN000000POO1/20-1/21/3-1/6-1/60NNPP001/2-1/21/61/6-1/3OON0P0-1/21/20-1/61

20、/3-1/6NON0PP-1/201/2-1/31/61/6NO0OOP0-1/21/2-1/6-1/61/3NNOPOP1/2-1/201/6-1/31/6ONOP0N1/21/2-I1/20-1/2OPN-1/21-1/201/2-1/2NP0-11/21/2-1/21/20NOP-1/2-1/21-1/201/2ONP1/2-11/20-1/21/2PN01-1/2-1/21/2-1/20PNN10-12/3-1/3-1/3PPN01-11/31/3-2/3NPN-110-1/32/3-1/3NNP-101-2/31/31/3NPP0-11-1/3-1/32/3PNP1-101/3-2/

21、31/32.3多电平PWM调制策略使用逆变器来与大电网进行交互时，我们期望它能够产生完美的正弦波，但是它无法像同步发电机一样，通过端口产生对称的三相正弦电压。脉宽调制(Pulse-widthModulation,PWM)技术经过伏秒的平衡，可以实现脉冲波形对连续参考波形的等效。一个关键的定律被称为“面积等效”：即使两个具有不同形状的窄脉冲的冲击力大小一致，它们对于惯性系统的影响也会大致相同。如下图:图2.6中展示了矩形、三角形和梯形三种窄脉冲，它们的面积都相等。将它们分别作用在图2.7中的R1.测试电路，电流响应波形如图2.8所示。从图2.8中可以看出：在初始暂态时，它们的响应波形略有差别，而

22、当处于最终状态时，变化却不大，而且电流的反馈也保持着稳定的趋势。PWM控制技术就是基于这种理论上发展而来。多电平常用的调制策略大概有三种：(1)正弦PWM调制(SPWM)SPWM是逆变器的一种传统调制策略，目前已经被广泛、熟练应用。通过控制原理，我们可以将一种频率高于正弦调制波频率的三角波或锯齿波作为载波，并通过比较这两种信号的幅值来产生驱动脉冲。如果调制信号的幅值大于其他信号，PWM序列就会取正值；如果调制信号的幅值小于其他信号，PWM序列就会取负值。三电平SPWM控制原理与两电平SPMW控制原理相同，只不过载波或者调制波的数目有所差异。SPWM调制因为其产生谐波无法很好的消除，直流电压利用

23、率低一直无法得到有效的解决。(2)特定谐波消去法(SHEPWM)由于开关器件高频率的不断动作，会无法避免地产生我们所不期望的高次谐波。而特定谐波消去法这种特殊调制方法可以有效减少输出的波含量。其原理是通过检测输出正弦波再进行傅里叶变换得到想要消除的低次谐波，再通过求解非线性超越方程得到器件开关的最优时刻，通过PWM来消除特定的谐波。该方法对于减小电感体积有重要作用，但是确定是对系统的计算能力有很大的要求。(3)空间矢量PWM控制(SVPWM)20世纪，我国科学家开始探索交流电机的智能变频控制，并且发明了以SPaCeVectorPulse-Width-Modulation,即SVPWM为代表的矢

24、量调制方式，这大大改善TPWM控制的传统方式，使其不再仅仅局限于载波控制。SVPWM工艺的发展已经深刻地影响了系统的运行，它能够将三相电机的磁力转换成一个完整的正弦波，从而实现系统的恒定转矩，这也正是它在电机控制领域的首要作用。该方法移植到三相逆变器中：我们给定一个三相电压，通过空间坐标变换，把它变换成一个旋转矢量的形式，可以得到这个矢量的幅值以及角度。三电平逆变器可以通过控制开关的状态就可以得到不同的电压分矢量，那么如果通过那些分矢量可以合成给定电压的空间矢量，那么逆变器所得的相电压就是你给定的三相电压，这样就实现了逆变的控制，该过程即为三电平的SVPWM控制过程12。总结来说:就是把将逆变

25、器的输出状态转化成空间矢量，从电机的角度出发，通过逆变器的基本分矢量来合成参考矢量产生稳定的正弦磁通。在上述方法中，SHEPWM控制因其对计算要求很高，在一般对输出没有特别要求的系统中几乎很少使用；对于低频系统，SPWM是最优选择；而在高频系统中SVPWM有着无法比拟的优势：高控制精度，具有更高的调制比，其动态性能更加优越，电流谐波含量也更少，因此SVPWM控制是在实际工程中最优先的选择之一。所以本课题选择SVPWM为逆变器的控制策略。第三章三电平SVPWM控制策略研究在本章中，利用上一章所建立起的三电平逆变器的数学模型，将其开关状态与空间矢量相结合，对三电平的SVPWM控制策略的基础理论以及

26、实现原理进行建模分析。3.1 三电平SVPWM基础理论3.1.1 -B坐标变换在三相平面静止坐标系ABC中，设电压频率为中,我们所熟知的三相对称电压系统中相电压分别为：|UAN=Umsin(t)；UBN=UmSin(I(S争|(3.1)IUCN=UmSin(I(中t,冗j由ABC轴矢量合成%J电压矢量表达式为：j211j411Vref=UAN+UBNe3+UCNe3=UAN+UBN(cos+jsin-)+UCN(cos-+jsin-)=UAN+UBN(-j-)+UC333322(3.2)1/3I1.A.N(j21)=(UAN-UBN-UCN)+j(21UBN-21UCN)令白然120oABC坐

27、标系下的痛V进行矢量分解投射在a坐标系下：令:Vref=Va+jV(3.3)可以得出：(11Va=UAN-2UBN-2UCN将式(3.1)带入(3.4)中仆韶导：(117311AIVa=Umcost+2Um(-2cost+2sint)+2Um(-2cost-2sint)I=-Umcos(3.5)丁V-2US2fost+-23sint)-23Um(-2cost-23sint)12m通过计算可以实现等幅值变换，如下所示：2j211j411Vref=3(UAN+UBNe3+UCNe3)(3.6)这也是C1.ARK变换中的等幅值变换形式，变换后的Va和VB可以表示为:(Va=Umcos(t)lV0=U

28、msin(t)(3.7)Vrefm=Um合成矢量的幅值为：(3.8)在SVPWM变换中，给定的参考信号为对称的三相正弦电压，它就是逆变器所需要合成的输出电压，那具体要怎么合成，通过前面计算可知，三相电压的合成矢量其走过的轨迹是一个圆，所以我们的目标可以转换成，如何通过三相逆变器的空间矢量去合成一个顶点走过的轨迹与参考电压矢量一样的合成矢量，即走过的轨迹为一个圆U引。下面对逆变器的电压矢量进行分析。3.1.2 电压矢在-坐标系下的分置把第2章中式(2.8)带入到式(3.2),可得在a-B坐标系下NPC型三电平逆变器的电压空间矢量为：Vref=乎(2Sa-Sb-SC)+j21(Sb-Sc)(3.9

29、)=VC+jVB即把用开关函数表示的27种三电平输出电压带入到合成矢量表达式中，每一种相电压的组合代表一个矢量，即可获得所有在Q-B坐标系下的空间电压矢量在这27个逆变器所形成的的电压空间矢量中，包含有3个零矢量，但是3个中只有一个独立矢量位置；小矢量有12个，其中每两个矢量的位置相同，相当于只有6个小矢量位置；中矢量有6个，每个都是独立的，所以有6个中矢量位置；大矢量也有6个，也是独立矢量。它们在Q-B坐标系上的投影见下表：表3.1电压空间矢量在a-B坐标系下的分量SaSbScUCUB零矢量(O)VOPPP00OOO00NNN00小矢量(UdC/3)VlPOO1/30ONNV2PPO1/66

30、OONV3OPO-1/6NONV4OPP-1/30NOOV5OOP-1/6NNOV6POP1/6H/6ONOV7PON1/2J5/6中矢量（3Udc3）V8OPN0&3V9NPO-1/2川6VlONOP-1/2同6VllONP0收3V12PNO1/2&6大矢量(2Udc3)V13PNN2/30V14PPN1/3同3V15NPN-1/3J5/3V16NPP-2/30V17NNP-1/3JV3V18PNP1/375/3把上表中各个坐标代入-8坐标系下画出空间矢量分布图如下，这个矢量分布图中，中间的小六边形的顶点就代表小矢量，外边大六边形的顶点代表大矢量,中点代表中矢量。我们可以把这个矢量六边形分成

31、6个部分即6个小大扇区，对6个扇区进行I-VI进行编号，再把每个扇区划分成6个小三角形。这样对有便于下文进行分析。得到这27种状态之后，给定电压的幅值和角度可以通过前面的坐标变换得到，逆变器输出的分矢量也知道，接下来我们研究如何通过这些分矢量去合成给定电压矢量。3. 2三电平SVPWM算法我们前面已经分析过，在三电平电压矢量中只有19个独立电压矢量，把它们成为“基本电压矢量”。而标准三相电压空间矢量在。-B坐标系下顶点的轨迹是一个圆，SVPWM算法的核心在于选择合适的矢量，以使得它们的合成矢量的顶点遵循一个圆形轨迹，因此也称为空间矢量调制。这种算法将参考矢量轨迹的圆分成多份，以确保选取的矢量在

32、每份中的合成矢量顶点均在圆上。这种圆形轨迹可以与三相对称电压空间矢量相匹配。每次可以选择3个基本电压矢量来合成一个参考矢量。当n的值越大时，每个小扇形内等效矢量的顶点互相连接，形成的矢量轨迹也就更加接近圆形。在三电平SVPWM中根据伏秒平衡等效原则，我们可以选取3个基本矢量V1、V2和V3,那这三个电压基本矢量与合成电压矢量的关系用下面两个式子来表示：TlVl+T2V2+T3V3=TSVrefTS=T1T2+T3上式中，Tl、T2和T3分别对应三个分矢量在一个采样时间采样周期内，每一个时刻都会有给定的电压空间矢量，然后需要通过三个基本空间电压矢量去等效合成这个给定电压空间矢量。对应到三电平逆变

33、器中，即在一个采样时间内控制逆变器开关状态去组合成相对应的三个对应相电压，然后计算出每个分矢量作用的时间，通过特定的算法给开关驱动发波生成开关脉冲，这些脉冲控制逆变器去产生相对应的相电压，从而等效合成该采样周期的电压矢量。对于中为为50HZ的三相正弦电压，我们合成的电压矢量也会有一个为50HZ的中,那么这个电压矢量旋转一圈的时间为0.02s,我们如果选取采样时间为0.1ms,相当于把圆分成了n=0.02s0.1ms=2(M)份，那么在一个旋转周期内，合成200次电压矢量。想要合成的矢量轨迹更接近圆，可以把采样周期调至更短，在每个旋转周期合成更多次电压矢量。判断参考电压所在的大扇区的判断比较容易

34、，把空间矢量图平均分成六个扇区，每个扇区的角度为60:图3.3大扇区划分图假定参考合成矢量的轨迹是逆时针转动，利用C1.ARK变换得到其幅角0,因为每个扇区除了都是相同的，我们只需得到第一扇区的时间表达式即可，如果矢量在其他扇区我们可以通过角度计算把它转化为到第一扇区，就可以知道另外5个扇区参考电压矢量的合成时间。先判断参考矢量在哪个大扇区，得到其幅0,让幅角。除以60。再进行向上取整，就可以知道它所在大扇区的位置，最后减去60把它转化为在第一扇区的情况，具体数学计算实现如下：s=0I60J(3.12)Y=-60(S-l)我们定义一个函数H,它表示向上取整，S表示大扇区位置，把参考矢量转化到第

35、一大扇区后，丫表示该参考矢量对应在第一大扇区中的角度。例如，当一个参考电压矢量的为100,通过int向上取整计算我们可以知道S=2,Y=WO-60*(2-1)=40,则该矢量在第一扇区对应的角度为40。，这样就把第二扇区的运算转化到第一扇区了，按照公式，其它每个扇区都能以此转化到第一扇区，所以我们只需计算出在第一大扇区内各个位置的分矢量作用时间，再把角度代入到该时间计算公式就可以知道另外5个扇区各个位置分矢量作用时间1。但是分矢量作用的顺序和时间必须要相对应，这是非常关键的条件，所以下文时间计算部分会进行顺序调整分析。3.4判断参考电压所在的小扇区判断完大扇区后，我们要再进一步将一个扇区分成6

36、个小三角区，并判断电压空间矢量所在小三角区位置。通过对三电平SVPWM控制的三个基本矢量的判断，我们可以将每个扇区划分为1、2、3、4、5、6个区域，其中第一扇区的划分编号如下：图3.4小扇区划分图OD为这个等边三角形的中垂线，我们可以知道图中各个角度，通过上一节我们可以得到各个矢量转化到第一扇区的对应幅角,根据幅角可以计算出参考矢量在Q、B轴上对应的幅值Va和VB,我们根据表3-1可以写出上图中各个点的坐标：O(0,0),A(-UDC,0),B(1UDC,1uDC),C(IUDC,0),D(-J;IK八661UDC,1UDC),E(-UDC,?UDC)根藉以上坐标，我们可以赢以下直线的方程：

37、ab：v*v-v3万BDiV=V6DA:V=SV+6V3在上图中，以OD为分界线，如果小于30。，则参考矢量在1,3,5区，如果大于30则在2,4,6区，三角形ABD又把整个扇区分成四个部分，如果参考电压矢量在直线AB下方，则会在1或者2号区；如果参考电压矢量在直线DA下方，则会在5号区；如果电压参考矢量在直线BD上方，则处于6号区。否则参考矢量在3或4号区，在根据。是否大于30可以具体判断出参考矢量所处区,其过程如下图所示：图3.5小扇区判断流程图确定好小扇区位置后，下一步需要确定好3个基本空间矢量。如下图所示:图3.6扇区分矢量图在每个三角区我们选择的三个基本电压矢量如下表所示表3.2基本

38、矢量选择确定矢量区域位置123456VlVlV2V2V2V3基本电压矢量V2V2V3V3V4V4V3V3V4V4V5V6这里的分矢量还没有规定顺序，下一节计算每一个基本矢量的作用时间会说明顺序规定。3.5计算矢的作用时间先确定分矢量的作用时间：假定确定3个分矢量为V1,V2,V2,其作用时间分别为TIT?邨,由4010)(3.11TS显得:iv22+lzr=TSVref(3.14)根据这33方程可以得到3个作用%寸间的线性解。然后计算出第一大扇区中各个小扇区对应的分矢量的作用时间，通过旋转角度变化，进行适当调制就能得到其它扇区的作用时间。第一大扇区计算结果如下：图3.71,2小扇区分矢量图在第

39、1,2小扇区的参考矢量，其作用的分矢量为a,b,c,其坐标分别为：V12-a=(-UDC,eUDC),V12-b=(0,0),V12-c=(-UDC,0)参考电压Vref在-B坐标系下可以分解为Vref=(Vmcos,Vmsin),Vm为其幅值，代入式(3.14)：IUDCT12-a+DCT12-c=VmcosTsUDCT12-a=VmsinTs(3.15)T12-aT12-b+T12-c=Ts解得：T12-a=2mTssinT12-b=Ts-2mTssin（冗/3+）（3.16）T12-c=2mTssin（113-）不难看出，在1,2小扇区的时间相同，在3,4小扇区的时间也相同，第5小扇区和

40、第6小扇区的时间这不一样，最终计算出会有4种时间结果。对于不同大扇区的作用时间只需代入不同的幅角就可得出。三电平逆变器在调制过程中，矢量是处于一种每时每刻都不停切换的过程，因此开关也是不停动作的，因此选取合适的开关动作序列对降低开关损耗，提高系统整机效率有重要意义。3. 6输出电压矢置作用顺序在三电平SVPWM中，常用的矢量作用顺序中五段式和七段式分配法用的频率最高，这里我们选择中心对称的七段式分配法。矢量选取要遵循以下原则：（1）在满足开关矢量变化的前提下，矢量切换过程最好只有一相输出电压发生变化，这样可以使器件的开关次数最小化，减小开关损耗，如果有两相甚至三相桥臂同时动作，还有可能引起电磁

41、噪声；（2）把一个开关周期分成七等分，且开关矢量对称分布；（3）选取短矢量用作采样周期的初始矢量，零矢量穿插其中。根据以上原则，我们可以把各个小三角形区域的矢量状态次序列出来，如下表：表3.3各区域矢量状态次序区域矢量状态次序区域矢量状态次序Il0NN(C)00N（八）000(B)P0000000NONNIVINOO(C)OOO(B)OOP（八）OPPOOPOOONOO12OON（八）OOO(B)POO(C)PPOPOOOOOOONIV2NNO（八）NOO(C)OOO(B)OOPOOONOONNO13ONN（八）OON(C)PON(B)POOPONOONONNIV3NOO（八）NOP(B)OO

42、P(C)OPPOOPNOPNOO14OON(C)PON(B)POO（八）PPOPOOPONOONIV4NNO(C)NOO（八）NOP(B)OOPNOPNOONNO15ONN(B)PNN(C)PON（八）POOPONPNNONNIV5NOO(B)NOP（八）NPP(C)OPPNPPNOPNOO16OON(B)PON(C)PPN（八）PPOPPNPONOONIV6NNO(B)NNP（八）NOP(C)OOPNOPNNPNNOIIlOON(C)OOO(B)OPO（八）PPOOPOOOOOONVlNNO(C)ONO（八）OOO(B)OOPOOOONONNO112NON（八）OON(C)OOO(B)OPO

43、OOOOONNONV2ONO（八）OOO(B)OOP(C)POPOOPOOOONO113OON（八）OPN(B)OPO(C)PPOOPOOPNOONV3NNO（八）ONO(C)ONP(B)OOPONPONONNO114NON(C)OON（八）OPN(B)OPOOPNOONNONV4ONO(C)ONP(B)OOP（八）POPOOPONPONO115OON(B)OPN（八）PPN(C)PPOPPNOPNOONV5NNO(B)NNP(C)ONP（八）OOPONPNNPNNO116NON(B)NPN（八）OPN(C)OPOOPNNPNNONV6ONO(B)ONP(C)PNP（八）POPPNPONPON

44、OIIIlNON(C)NOO（八）OOO(B)OPOOOONOONONVIlONO(C)OOO(B)POO（八）POPPOOOOOONOIII2NOO（八）OOO(B)OPO(C)OPPOPOOOONOOVI2ONN（八）ONO(C)OOO(B)POOOOOONOONNIII3NON（八）NOO(C)NPO(B)OPONPONOONONVI3ONO（八）PNO(B)POO(C)POPPOOPNOONOIII4NOO(C)NPO(B)OPO（八）OPPOPONPONOOVI4ONN(C)ONO（八）PNO(B)POOPNOONOONNIII5NON(B)NPN(C)NPO（八）OPONPONPNNONVI5ONO(B)PNO（八）PNP(C)POPPNPPNOONOIII6NOO(B)NPO(C)NPP（八）OPPNPPNPON00VI6ONN(B)PNN（八）PNO(C)POOPNOPNNO