逻辑门电路PPT恢复.ppt

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1、（2-1）,第三章 门电路,3.1 概述3.2 基本逻辑门电路3.3 TTL逻辑门3.4 其它类型的TTL门电路3.5 MOS门电路,（2-2）,3.1 概述,门电路的作用：是用以实现逻辑关系的电子电路，与基本逻辑关系相对应。,门电路的主要类型：与门、或门、与非门、或非门、异或门等。,门电路的输出状态与赋值对应关系：,正逻辑：高电位对应“1”；低电位对应“0”。,混合逻辑：输入用正逻辑、输出用负逻辑；或者输入用负逻辑、输出用正逻辑。,一般采用正逻辑,负逻辑：高电位对应“0”；低电位对应“1”。,（2-3）,在数字电路中，对电压值为多少并不重要，只要能判断高低电平即可。,K开-VO输出高电平，对

2、应“1”。K合-VO输出低电平，对应“0”。,（2-4）,门(电子开关),满足一定条件时，电路允 许信号通过 开关接通。,开门状态：,关门状态：,条件不满足时，信号通不过 开关断开。,（2-5）,开关作用,二极管,反向截止：,开关接通,开关断开,三极管（C,E),饱和区：,截止区：,开关接通,开关断开,正向导通：,（2-6）,3.2半导体二极管门电路,二极管的开关特性,1.二极管开关原理 由于半导体二极管具有单向导电性，即外加正向电压时导通，外加反向电压时截止，所以它相当于一个受外加电压极性控制的开关。,二极管开关电路,二极管伏安特性方程：i=Is（eV/VT-1）,（2-7）,2.二极管的近

3、似伏安特性和对应的等效电路,由二极管伏安特性方程和曲线可以看出，半导体二极管反向电阻不是无穷大，正向电阻也不是0。而且，电压和电流之间是非线性关系。此外，由于存在着PN结表面的漏电阻以及半导体的体电阻，所以真正的二极管的伏安特性与上面给出的还略有差别。,因此，在分析二极管组成的电路时，通常需要通过近似的分析来判断二极管的开关状态。为此，必须利用近似的简化特性或电路模型，以简化分析和计算过程。,（2-8）,图3.2.3 二极管伏安特性的几种近似方法,a.当外加电源电压和电阻相对二极管的导通电压和正向电阻均在同一数量级时的等效。,b.当正向电压不能忽略时的等效,c.当正向电压和导通电阻均可忽略时的

4、等效,（2-9）,图3.2.4 二极管的动态电流波形,3.二极管的开关时间：,加于二极管上的电压波形,二极管上产生的相应电流波形,二极管由截止到饱和,二极管由饱和到截止,（2-10）,3.2.2 二极管与门电路,逻辑变量,逻辑函数,(uD=0.3V),（2-11）,逻辑式：F=A B,逻辑符号：,（2-12）,二极管或门,（2-13）,逻辑式：F=A+B,逻辑符号：,（2-14）,3.5 TTL门电路（P109）,数字集成电路：在一块半导体基片上制作出一个完整的逻辑电路所需要的全部元件和连线。使用时接：电源、输入和输出。数字集成电路具有体积小、可靠性高、速度快、而且价格便宜的特点。,TTL型电

5、路：输入和输出端结构都采用了半导体晶体管，称之为:Transistor Transistor Logic。,（2-15）,tr,双极型三极管的开关特性（P109）,iC,t,td,tf,ts,Ics,0.9Ics,基极临界饱和电流 IBS=Vcc/Rc集电极饱和电流Ics=Vcc/Rc,一、三极管的开关特性,（2-16）,二、三极管反相器,钳位二极管,（2-17）,逻辑式：,逻辑符号：,（2-18）,三、二极管、三极管电路与非门,逻辑式：,逻辑符号：,（2-19）,与非门的电路结构和工作原理,一、结构,（2-20）,输入级,输出级,中间级,T1 多发射极晶体管：实现“与”运算。,（2-21）,

6、“非”,与非门,输出级,“与”,（2-22）,1.任一输入为低电平（0.3V）时,0.7V,不足以让T2、T5导通,（2-23）,0.7V,uo=5-uR2-ube3-ube43.4V 高电平！,逻辑关系：任0则1。,（2-24）,电位被钳在2.1V,全反偏,1V,2.输入全为高电平（3.4V）时,（2-25）,全反偏,uF=0.3V,逻辑关系：全1则0。,（2-26）,二、电压传输特性,（2-27）,UOL,(0.3V),传输特性曲线,UOL,(0.3V),阈值UT=1.4V,理想的传输特性,输出高电平,输出低电平,UOH（min）,（2.4V）,UIL（max），（2V）,UOL（max）

7、,UIH（min）,VNL,VNH,UOL(max),UOH(min),（2-28）,1.输出高电平UOH、输出低电平UOL,UOH2.4V UOL 0.4V 便认为合格。,典型值UOH=3.4V UOL=0.3V。,2.阈值电压UT,uiUT时，认为ui是低电平。,uiUT时，认为ui是高电平。,UT=1.4V,（2-29）,三、输入端的噪声容限,从电压传输特性上可以看到，当输入信号偏离正常的低电平（0.3V）而升高时，输出的高电平并不立刻改变；同样，当输入高电平偏离正常值（3.4V）而下降时，输出低电平也不会马上改变。因此，允许的高低电平信号各有一个波动范围。,输入端噪声容限：在保证输出高

8、、低电平基本不变的条件下，输入电平的允许波动范围。,在由许多门电路互相连接组成的数字系统中，往往前一级门电路的输出就是后一级门电路的输入。所以输入端的噪声容限可用下图示意。,（2-30）,图3.3.14 输入端噪声容限示意,图中先确定工作门输出高电平的最小值VOH（min）（TTL为2.4V），最大输出低电平VOL（max）（TTL为0.4V）。,然后可根据VOH（min）从电压传输特性上定出输入低电平的上限VIL（max），并根据VOL（max）定出输入高电平的下限VIH（min）。,输入高电平噪声容限：VNH=VOH（min）-VIH（min）,输入低电平噪声容限：VNL=VIL（max）

9、-VOL（max）,74系列门的标准参数：VOH（min）=2.4 V，VOL（max）=0.4V，VIH（min）=2V，VIL（max）=0.8V，故可得VNH=0.4V，VNL=0.4V。,（2-31）,图3.5.1 1 TTL反相器的输入端等效电路,图3.5.12 TTL反相器的输入特性,反相器的输入、输出特性（P119）,一、输入特性,（2-32）,图3.3.124 TTL反相器高电平输出特性,图3.5.13 TTL反相器高电平输出等效电路,二、输出特性,1.高电平输出特性,vOH(MIN),（2-33）,图3.5.15 TTL反相器低电平输出等效电路,图3.5.16 TTL反相器低

10、电平输出特性,16,2.低电平输出特性,（2-34）,有关电流的技术参数,（2-35）,扇出系数,扇出系数：与非门电路输出能驱动同类门的个数N。,（2-36）,例在图所示的电路中，试计算门G1最多可以驱动多少个同样的门电路负载。这些门电路的输入特性和输出特性分别由图、图和图给出。要求G1输出的高、低电平满足V OH3.2V，VOL0.2V。,图3.5.17 例 的电路,解：先计算保证VOL0.2V时可以驱动的电路数目N1,由图查到，VOL=0.2V时的负载电流iL=16mA；由图查到VOL=0.2V时每个负载门的输入电流iIL=-1mA，所以有,N1iIL iL,（2-37）,计算保证VOH3

11、.2V时能驱动的负载门数目N2。由图高电平输出特性上查到，VOH=3.2V时，对应的iL为-7.5mA。但手册上规定（TTL的）IOH0.4mA，故应取0.4mA计算。又由图输入特性可知，每个输入端的高电平输入电流IIH=40A，故可得：,N2IIH IL,综合以上两种情况可得出结论：在给定条件下，TTL（74）系列门电路最多可以驱动10个同类门。（产品规定8个）,（2-38）,3.输入端的负载特性,图3.5.18 TTL反相器输入端经电阻接地 时的等效电路,图3.5.19 TTL反相器输入端负载特性,在具体使用门电路时，有时需要在输入端与地之间或者输入端与信号的低电平之间接入电阻RP，如图所

12、示。,（2-39）,由图可知，因为输入电流流过RP上产生压降而形成输入电位Vi。而且，RP越大Vi也越高。实际测量结果如图所示。,曲线表明，当电阻RP较小时，输入电压Vi基本上呈线性增长，而当RP大到使Vi接近1.4V后基本不再随RP变化。这是因为Vi接近1.4V后，T1基极电位已接近2.1V，它足以使门电路的T2和T5导通，并将T1基极电位钳位。,RP的临界值可计算如下：,RP=1.4K（R1=3K）为安全起见，如要求输入等效为低电平时，对TTL门电路应使RP小于1 K；如要求输入等效为高电平时，对TTL门电路应使RP大于2K。,（2-40）,例3.5.3 在图所示的电路中，为保证门G1输出

13、的高、低电平能正确地传送到门G2的输入端，要求vo1=VOH时vI2VIH（min），vO1=VOL时，vI2VIL（max），试计算RP的最大允许值是多少？已知G1和G2均为74系列反相器，VCC=5V，VOH=3.4V，VOL=0.2V，VIH（min）=2.0V，VIL（max）=0.8V。G1和G2的输入特性和输出特性见图和图、图。,图3.5.20 例的电路,当vo1=VOH时，接入RP后应保证有vI2VIH（min），所以可得,VOH-IIH RPVIH（min）,从图输入特性曲线上查到vI=VIH（min）=2.0V时的输入电流IIH=0.04mA,当vO1=VOL时，接入RP后应

14、保证有vI2VIL（max），所以可得,（2-41）,一、平均传输时间,tpd1,tpd2,典型值：3 10 ns,反相器的动态特性,（2-42）,二、交流噪声容限对窄脉冲的噪声容限,由于TTL门电路中存在三极管的开关时间和分布电容的充放电过程，因而输入信号状态变化时必须有足够的变化幅度和作用时间才能使输出状态变化。当输入信号为窄脉冲，而且脉冲宽度接近于门电路传输时间的情况下，为使输出状态改变所需要的脉冲幅度将远大于信号为直流时所需要的信号变化幅度。,（a）正脉冲噪声容限,（b）负脉冲噪声容限,TTL门电路的传输延迟时间通常在50ns以内，所以当输入脉冲的宽度达到微妙数量级时，可将输入信号按直

15、流信号处理。,（2-43）,三、电源的动态尖峰电流,TTL门电路在稳定状态下，输出电平不同时它从电源所取的电流也不一样。,图3.5.23 TTL反相器电源电流的计算（a）vOVOL 的情况（b）vOVOH的情况,（2-44）,Vo=VOL时从电源所取电流：,Vo=VOH时从电源所取电流：,动态情况下，特别是当输出电压由低电平跳变为高电平时，由于T5原来工作在深度饱和状态，所以T4的导通先于T5的截止，使T4 和T5同时导通，使电源电流出现尖峰脉冲。,（2-45）,在Vi从高电平跳到低电平瞬间T5尚未脱离饱和导通状态而T4已饱和导通，这时电源电流的最大瞬时值可计算如下：,（2-46）,电源尖峰电

16、流带来的影响主要有两个方面；,1、使电源的平均电流增加。而且信号的重复频率越高、门电路的传输延迟时间tPLH越长，电流平均值增加越多。在计算系统电源容量时必须注意这一点。,2、当系统中有许多门电路同时转换工作状态时，电源的瞬时尖峰电流数值很大，这个尖峰电流将通过电源线和地线以及电源的内阻形成一个系统内部噪声源。因此，在系统设计时应采取有效的措施将这个噪声抑制在允许的限度内。,（2-47）,为便于计算尖峰电流的平均值，可以近似地把电源的尖峰电流视为三角波，并认为尖峰电流的持续时间等于传输延迟时间tPLH，如图所示。,图3.5.24 电源尖峰电流的近似波形,一个周期内尖峰脉冲的平均值为：,若用重复

17、频率表示为：IPAV=（ICCM-ICCL）ftPLH,如果每个周期中输出高、低电平的持续时间相等，在考虑电源动态尖峰电流的影响后，电源电流的平均值将为：,ICCAV=1/2（ICCH+ICCL）+1/2（ftPLH（ICCM-ICCL）,（2-48）,各种逻辑门的相互转换,转换方法：采用反演定理。,例：与非门可以转换成其他各种逻辑门。,把与非门的输入端连接在一起，就转换成非门。,显然，与非门、或非门等也很容易得到。,（2-49）,3.5.5 其它类型的TTL门电路,二、集电极开路的与非门（OC门）,1、问题的提出,标准TTL与非门进行与运算:,能否“线与”？,（Open Collector)

18、,（2-50）,TTL与非门的输出电阻很低。这时，直接线与会使电流 i 剧烈增加。,i,功耗,T4热击穿,UOL,与非门2：,不允许直接“线与”,与非门1 截止,与非门2 导通,UOH,UOL,与非门1：,问题：TTL与非门能否直接线与？,（2-51）,集电极悬空,应用时输出端要接一上拉负载电阻 RL。,2、OC门结构,特点：RL 和UCC 可以外接。,（2-52）,3、OC门可以实现“线与”功能。,图3.5.34 OC门输出并联的接法及逻辑图,（2-53）,图3.5.37 计算OC门负载电阻最大值的工作状态,图3.5.38 计算OC门负载电阻最小值的工作状态,（2-54）,负载电阻RL和电源

19、 UCC可以根据情况选择。,如何确定上拉电阻RL?,RL(min)=,Vcc VOL（max）,IOL(max)-mIIL,式中IOL（max）为驱动门能承受的最大灌电流，IiL为负载门可提供的灌电流，其值为负数，m为门的个数。,考虑最坏的情况只有一个驱动门工作。,RL（max）=,Vcc VOH（min）,式中nIOH为所有驱动门的漏电流，mIiH为所有负载门的高电平输入电流，m为输入端数。,故选择RL应小于0.96K 大于0.46K。,（2-55）,计算负载电阻RL的公式：,RL(min)=,Vcc VOL（max）,IOL(max)-mIIL,RL（max）=,Vcc VOH（min）,

20、nIOH+mIIH,RL,式中IIL为负载门低电平输入电流的绝对值，m为负载门的输入端数，m为负载门的个数。n为驱动门的个数，IOH为驱动门截止时的漏电流，IOL（max）为单个驱动门能承受的最大低电平负载电流。,IIL=（VCC-VBE1-VIL）/R1=（）/4=1mA是以门为单位计算的。,IIH=（VCC-VB1）/R1）=（5-2.1）/4）0.050.035mA=35A以单个输入端来计算的。,（2-56）,三、三态输出门电路,E 控制端,1、结构,（2-57）,2、工作原理,1）控制端E=0时的工作情况：,（2-58）,2）控制端E=1时的工作情况：,（2-59）,功能表,3、三态门

21、的符号及功能表,功能表,（2-60）,三态门主要作为TTL电路与总线间的接口电路。,4、三态门的用途,工作时，E1、E2、E3分时接入高电平。,（2-61）,3.5.6 TTL电路的各种系列,为满足用户在提高工作速度和降低功耗这两方面的要求，继上述74系列后，又生产了74H系列、74S系列、74LS系列、74AS系列和74ALS系列等改进的TTL电路。,一、74H系列高速系列,图3.5.27 74H系列与非门(74H 00)的电路结构,对应国产CT2000系列，和1000系列比主要减小了电阻的阻值。,（2-62）,二、74S系列肖特基系列（CT3000）,思路：使三极管避免进入深度饱和以减小传

22、输延迟时间。为此采用了抗饱和三极管肖特基三极管。,肖特基三极管是由普通三极管和肖特基势垒二极管（Schottky Barrier Diode）组合而成的。,图3.5.39 抗饱和三极管,由于SBD的开启电压为0.30.4V，当三极管的b-c结正向偏置后，SBD首先导通，并将b-c结的正向电压钳在0.30.4V。,（2-63）,图3.5.40 74S系列与非门(74S 00)的电路结构,使从基极注入的过驱动电流从SBD流走，从而有效地制止了三极管进入深度饱和状态。能加快状态转换，缩短门电路的传输时间。,电路的另一个改进措施是用T6、RB和RC组成的有源电路代替了74H系列中的电阻R3，为T5管的

23、发射结提供了一个有源泻放回路。从而也缩短了门电路的传输时间。,（2-64）,关于有源泻放的说明：,当T2由截止变为导通的瞬间，由于T6的基极回路中串接了电阻RB，所以T5必然先于T6导通，使T2发射极的电流全部流入T5的基极，从而加速了T5的导通过程。而在稳态下，由于T6导通后产生的分流作用，减少了T5的基极电流，也就减轻了T5的饱和程度，这又有利于加快T5从导通变为截止的过程。,当T2从导通变为截止后，因为T6仍处于导通状态，为T5的基极提供了一个瞬间的低内阻泻放回路，使T5得以迅速截止。因此，有源泻放回路的存在缩短了门电路的传输时间。,抗饱和电路带来的缺点：输出低电平增高。,（2-65）,

24、三、74LS系列低功耗肖特基系列（CT4000）,图3.5.42 74LS系列与非门(74LS 00)的电路结构,1、为了降低功耗大幅度提高了电路中个电阻的阻值；,改进措施：,2、将R5原来接地一端改接到输出端，以减小T3导通时，R5上的功耗。,（74LS系列的功耗仅为74系列的五分之一，74H系列的十分之一）,3、为了缩短传输延迟时间，除了使用抗饱和三极管和有源泻放外，还将多发射三极管换成了SBD，因为SBD没有电荷存储效应。,（2-66）,四、74AS和74ALS系列,74AS系列是为进一步缩短传输延迟时间而设计的改进系列。它的电路结构与74LS系列相似，但电路中电阻阻值很低。它的缺点是功

25、耗较大，比74S略大一些。,74ALS系列是为了获得更小的延迟功耗积而改进设计的，它的延迟功耗积是TTL电路所有系列中最小的。为了降低功耗，电路中采用了较大的电阻阻值，同时，通过改进生产工艺缩小了内部各个器件的尺寸，获得了降低功耗和缩短延迟时间的双重收效。,（2-67）,五、54、54H、54LS系列,54系列的TTL电路和74系列电路具有完全相同的电路结构和电气性能参数。所不同的是54系列比74系列的工作温度范围更宽，电源允许的工作范围更大。,74系列的工作环境温度规定070，电源电压为5V5%；而54系列工作环境温度规定-55+125，电源电压为5V 10%,在不同系列的TTL器件中，只要

26、器件型号的后几位数码一样，则它们的逻辑功能、外形尺寸、引脚排列就完全相同。,（2-68）,表各种系列TTL电路（74XX00）特性参数比较（P138）,（2-69）,3.3 CMOS门电路,MOS电路的特点：,2.是电压控制元件，静态功耗小。,3.允许电源电压范围宽（318V）。,4.扇出系数大，抗噪声容限大。,优点,1.工艺简单，集成度高。,缺点：工作速度比TTL低。,（2-70）,管的开关特性,一、MOS（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor）管的结构,图3.3.1（N沟道增强型）MOS管的结构和符号,标准符号,（2-71）,二

27、、MOS管的输出特性与转移特性,图3.3.2 NMOS管共源接法及其输出特性曲线(a)共源接法(b)输出特性曲线,图3.3.3 NMOS管的转移特性,式中IDS是vGS=2VGS（th）时的iD值,上式表明，在vGS大大于VGS（th）时，RON近似与vGS成反比。,（2-72）,三、MOS管的基本开关电路(NMOS反相器）,图3.3.4 MOS管的基本开关电路,（2-73）,图3.3.5 MOS管的开关等效电路(a)截止状态(b)导通状态,四、MOS管的开关等效电路,由于ROFF非常大，截止状态等效为开关断开；而RON约在1K以内，且与vGS的数值有关，有时这个电阻阻值不能忽略，故在图中用R

28、ON表示。,图中CI代表栅极的输入电容，数值约为几皮法。,（2-74）,图3.3.6 P沟道增强型MOS管结构,图3.3.7 P沟道增强型MOS管的漏极特性,五、MOS管的其它三种类型,（2-75）,图3.3.8 用P沟道增强型MOS管接成的开关电路,（2-76）,图3.3.9 N沟道耗尽型MOS管的符号,标准符号,（2-77）,图3.3.10 P沟道耗尽型MOS管的符号,标准符号,（2-78）,3.3.2 CMOS反相器的电路结构和工作原理,ui=“1”,ui=“0”,（2-79）,T1（负载管）代替RD,图3.4.2 NMOS反相器实际电路（a）增强型负载（E/E MOS）（b）耗尽型负载

29、（E/D MOS）,要使输出电压VO比较低，必须保证RON1足够大，又反相器后面不可避免的要带负载电容CL，这显然影响工作速度。,（2-80）,一、CMOS反相器的电路结构,Complementary-Symmetry MOS互补对称式MOS,图3.3.11 CMOS反相器（a）结构示意图（b）电路图,当vI=VIL=0时，有,即，T1通，T2止,即，T2通，T1止,（2-81）,二、CMOS反相器的电压传输特性和电流传输特性,图3.3.12 电压传输特性,T1和T2具有同样的导通电阻RON和截止电阻ROFF，则电压传输特性如图所示。,AB段：T1通、T2止；CD段：T2通、T1止；BC段：T

30、1T2均导通。,反相器的阈值电压（threshold voltage）：电压传输特性转折区中点所对应的输入电压，用VTH（=1/2VDD，参数对称）表示。,（2-82）,图3.3.13 电流/电压转移特性,电流/电压（iD/vI）转移特性,同样可分三个工作区。,AB段：因T2截止，几乎无电流；CD段：因T1截止，几乎无电流；BC段：T1和T2同时导通，有电流iD流过T1和T2，而且vI=1/2VDD附近iD最大。,故在使用时尽量避免使器件长期工作在这一区间，以免因功耗过大而损坏。,（2-83）,三、输入端的噪声容限,从电压传输特性上可以看到，当输入信号偏离正常的低电平（VOL0V）而升高时，输

31、出的高电平并不立刻改变；同样，当输入高电平偏离正常值（VOHVDD）而下降时，输出低电平也不会马上改变。因此，允许的高低电平信号各有一个波动范围。,输入端噪声容限：在保证输出高、低电平基本不变的条件下，输入电平的允许波动范围。,在由许多门电路互相连接组成的数字系统中，往往前一级门电路的输出就是后一级门电路的输入。所以输入端的噪声容限可用下图示意。,（2-84）,图3.3.14 输入端噪声容限示意图,输入噪声容限包括：低电平输入噪声容限VNL和高电平输入噪声容限VNH两个方面。,VNH=VOH（min）-VIH（min）,VNL=VIL（max）-VOL（max）,在CMOS门电路中，当负载为另

32、外的同类门的情况下（负载电流几乎等于零），故规定V0H（min）=VDD-0.1V，VOL（max）=VSS+0.1V。VSS表示N沟道MOS管的源极电位。源极接地时VOL（max）=0.1V。,（2-85）,图2.3.15 CMOS反相器的噪声容限与VDD的关系,（a）不同VDD下的电压传输特性,（b）VNH、VNL与VDD的关系,测试结果表明，在输出高、低电平的变化不大于限定的10%VDD情况下，输入信号高、低电平允许的变化量大于30%。因此得到VNL=VNH=30%VDD。可见CMOS门电路的输入噪声容限和VDD有关。,（2-86）,（a）CC4000系列的输入保护电路（b）74HC系列

33、的输入保护电路 图3.3.16 CMOS反相器的输入保护电路,反相器的静态输入特性和输出特性,一、输入特性,输入特性：从反相器输入端看进去的输入电压与输入电流的关系,MOS管的栅极和衬底之间存在着以SiO2为介质的输入电容，而绝缘介质又非常薄（约1000），极易被击穿（耐压约100V），所以必须采用保护措施。,（2-87）,（a）图3.3.16(a)电路的输入特性（b）图3.3.16(b)电路的输入特性 图3.3.17 CMOS反相器的输入特性,二、输出特性,从反相器输出端看进去的输出电压与输出电流的关系,（2-88）,1.低电平输出特性,图3.3.18 vO=VOL时CMOS反相器的工作状态

34、,图3.3.19 CMOS反相器的低电平输出特性,当输出低电平时，反相器的P沟道管截止，N沟道管导通，工作状态如下图所示。,图实际上就是T2漏极特性曲线，它说明VGS（=VDD）越大导通内阻越小，输出低电平越小。,（2-89）,2.高电平输出特性,图3.3.20 vO=VOH时CMOS反相器的工作状态,图3.3.21 CMOS反相器的高电平输出特性,T1导通，T2截止,曲线说明：在同样的负载电流IOH下VDD越高，则T1导通时vGS越负，它的导通内阻越小，VOH下降得越少。,（2-90）,反相器的动态特性,动态特性讨论的是电路状态转换过程中所表现出来的特性。,一、传输延迟时间tPHL、tPLH

35、,由于MOS管的电极之间以及电极与衬底之间都存在寄生电容、尤其在反相器的输出端更不可避免存在负载电容，当输入信号变化时，输出电压变化必然滞后于输入电压的变化。这一滞后时间就称着传输延迟时间。,图3.3.22 CMOS反相器传输延迟时间的定义,（2-91）,二、交流噪声容限,所谓交流噪声容限是指门电路对窄脉冲噪声的承受能力。,由于负载电容和MOS管寄生电容的存在，输入信号状态变化必须有足够的变化幅度和作用时间才能使输出改变状态。这也就是说，当输入信号为窄脉冲（这里实际就是指输入端的噪声），而且脉冲宽度接近于门电路的传输延迟时间的情况下，为使输出状态改变，所需要的脉冲信号幅度将远大于直流输入信号的

36、幅度。因此，反相器对这类窄脉冲的噪声容限交流噪声容限远高于前面所介绍过的直流噪声容限。而且，门电路的传输延迟时间越长（或噪声作用时间越短），交流噪声容限也越大。,图3.3.34 CMOS反相器的交流噪声容限,tW为噪声作用时间,（2-92）,三、动态功耗,CMOS反相器从一种稳定工作状态转变到另一种稳定状态的过程中，所产生的附加功耗动态功耗。,动态功耗包括两个部分：一部分是对负载电容充、放电所消耗的功率PC，另一部分是于两个MOS管T1和T2在短时间内同时导通所消耗的瞬时功耗PT。,图3.3.24 CMOS反相器对负载电容的充、放电电流波形,图中电容CL表示接到反相器输出端的所有电容，其中包括

37、下一级门电路的输入电容、接线电容和其他负载电容。,（2-93）,下面先计算PC：,而其中,故得到,式中 为输入信号的重复频率。,（2-94）,计算瞬时导通功耗PT：,图3.3.25 CMOS反相器的瞬时导通电流,如果VDDVGS（th）N+VGS（th）P，VIHVDD，VIL0，那么当VI从VIL过度到VIH和从VIH过度到VIL的过程中，都经过短时间的VGS（th）NVDD-VGS（th）P的状态。在此状态下T1和T2同时导通，有瞬时电流iT流过T1和T2。,PT的数值可以用下式计算,式中CPD称为功耗电容，它的具体数值由器件制造商给出。仅用来计算空载瞬时导通功耗，且只有在输入信号的上升时

38、间和下降时间小于器件手册中规定的最大值，CPD参数才是有效的。,（2-95）,总的动态功耗PD应为PC与PT之和，即,CMOS反相器工作的全部功耗PTOT应等于动态功耗PD与静态功耗PS之和。（74HC系列门电路的CPD为20PF左右。）,在静态下无论输入电压是高电平还是低电平，T1和T2总有一个是截止的，又因为T1和T2截止时的漏电流极小，所以这个电流产生的功耗可以忽略不计。但在实际的反相器电路中不仅有输入保护二极管，还存在寄生二极管，这些二极管的反向漏电流比T1和T2截止时的漏电流要大得多，所以它们构成了电源静态电流的主要成分。,图3.3.26 CMOS反相器的静态漏电流,（2-96）,因

39、为这些二极管是PN结性的，它们的反相电流受温度影响比较大，所以CMOS反相器的静态功耗也随温度的改变而变化。,静态功耗通常是以指定电源电压下的静态漏电流的形式给出的。例如TI公司生产的74HC系列CMOS反相器在常温下，VDD=6V时的静态电流不超过0.33A。可见，在工作频率较高的情况下，CMOS反相器的动态功耗要比静态功耗大得多，这时静态功耗可以忽略不计。,例：计算CMOS反相器的总功耗PTOT。已知电源电压VDD=5V，静态电源电流IDD=1 A，负载电容CL=100pF，功耗电容CPD=20pF。输入信号近似于理想的矩形波，重复频率f=100kHz。,=（100+20）10-12 10

40、0 103 52=0.3（mW）,而静态功耗为：,PS=IDDVDD=10-6 5=0.005（mW）,故总功耗为：,PTOT=PD+PS=0.305mW,（2-97）,3.3.5 其他类型的CMOS门电路,一、其他逻辑功能的CMOS门电路,0 0 1,0 1 1,1 0 1,1 1 0,（2-98）,0 0 1,0 1 0,1 0 0,1 1 0,CMOS或非门,（2-99）,二、漏极开路输出门电路（OD门）,在CMOS电路中，为了满足输出电平变换、吸收大负载电流以及实现线与连接等需要，有时将输出级电路结构改为一个漏极开路输出的MOS管，构成漏极开路输出（Open-Drain Output）

41、门电路，简称OD门。,图3.3.31 漏极开路输出的与非门CC40107,设TN的截止内阻和导通内阻分别为ROFF和RON，则只要满足ROFFRL RON，就一定能使得TN截止时Vo=VOHVDD2，TN的导通时Vo=VIL 0。,（2-100）,关于OD门上拉电阻RL的计算（考虑坏的情况）,图3.3.33 OD门外接上拉电阻的计算,（a）最大值的计算,（b）最小值的计算,（2-101）,1.输出高电平时所有驱动门全截止，这时流过RL的电流为全体驱动门的高电平漏电流之和nIOH和所有负载门的高电平输入电流mIIH，电路结构确定后它们就是固定的，故RL越大产生的压降就越大，为使输出高电平不低于规

42、定的数值，RL不能取得过大。,VDD-（nIOH+mIIH）VOH（min）,即 RL VDD-VOH（min）/（nIOH+mIIH）=RL（max）,式中n为并联OD门的数目，m为负载门的输入端数。,2.只有一个OD门输出低电平时，负载电流将全部流入该门的导通MOS管，显然，当电流过大时，将使该管退出可变电阻区，即使输出低电平升高。由于负载MOS门的输入电流很小，负载电流的大小主要取决于RL，RL越小负载电流就越大，故RL不能取得过小。,（VDD-VOL（max）/RL+mIIL IOL（max）,RL（VDD-VOL（max）/（IOL（max）-mIIL）=RL（min）,为保证线与连

43、接后电路能正常工作，应取RL（max）RL RL（min）,（2-102）,为什么MOS门电路计算RL时负载门不管是高电平还是低电平输入负载电流均采用输入端数m？例略,（2-103）,三、COMS传输门,传输门(TGTransmissionGate）是一种传输模拟信号的模拟开关。COMS传输门由一个P沟道和一个N沟道增强型MOSFET并联而成，如下图所示：,图3.3.35 CMOS传输门的电路结构和逻辑符号,（2-104）,如果传输门的一端接输入信号vI另一端接负载电阻RL，则T1和T2的工作状态如图所示。,图3.3.236 CMOS传输门中两个MOS管的工作状态,设控制信号C和C的高、低电平

44、分别为VDD和0V，那么当C=0、C=1时，只要输入信号的变化范围不超过0VDD，则T1和T2同时截止，输入和输出之间呈高阻态，传输门关断。,（2-105）,反之，若当C=1、C=0，而且在RL远大于T1和T2的导通电阻的情况下：当0VI VDD-VGS（th）N时，T1导通T2截止；当VGS（th）PVI VDD时，T2导通T1截止。,因此，VI在0VDD之间变化时，T1和T2至少有一个是导通的，使VI和VO两端之间呈低电阻态（小于1K），传输门导通。,传输门最直接的用途就是作模拟开关，用来传递连续变化的电压信号。模拟开关的基本电路是由传输门和一个反相器组成的，如图所示。,图3.3.38 C

45、MOS双向模拟开关的电路结构和符号,（2-106）,模拟开关的一个重要指标就是它的导通内阻RTG，但由基本传输门和反相器构成的模拟开关，其导通内阻不但不够小而且还是随输入电压大小而变的。为了克服这一不足，现行电路做了改进，如74HC4066四双向模拟开关集成电路在VDD=6V下的RTG值只有30，而且在输入电压变化时 RTG基本不变。,利用CMOS传输门和CMOS反相器还可以组合成各种复杂的逻辑电路，如异或门、数据选择器、寄存器、触发器等。,四、三态输出的CMOS门电路,（2-107）,3.3.6 CMOS电路的正确使用,一、输入电路的静电防护,为防止由静电电压造成的损坏，应注意以下几点：,1

46、）在储存和运输CMOS器件时不要使用易产生静电高压的化工才料和化纤织物包装，最好采用金属屏蔽层包装材料。,2）组装、调试时，应使电烙铁和其他工具、仪表、工作台台面等良好接地；操作人员的服装和手套等应选用无静电的原料制作。,3）不用的输入端不应悬空。,二、输入电路的过流保护,由于输入保护电路的钳位二极管电流容量有限，一般为1mA，所以在可能出现较大电流的场合必须采取以下保护措施：,（2-108）,1）输入接低内阻信号源时，应在输入端与信号源之间串进保护电阻，保证输入保护电路中的二极管导通时电流不超过1mA。,2）输入端接大电容时，亦应在输入端与电容之间接入保护电阻，如图所示。,图3.3.43 输

47、入端接大电容时的防护,当电源电压突然降低或关掉时，电容C上积存的电荷将通过保护二极管D1放电，形成较大的瞬时电流。串进电阻RP后，可以限制这个电流不超过1mA。,（2-109）,3）输入端接长线时，应在门电路的输入端接入保护电阻RP，如图所示。,图3.3.44 输入端接长线时的防护,因为长线不可避免地伴生有分布电容和电感，所以当输入信号发生突变时，只要门电路的输入阻抗与长线的阻抗不匹配，就必然会在CMOS电路的输入端产生附加振荡脉冲，因此，需串入RP限流。根据经验，RP阻值可按RP=VDD/1mA计算。线长度大于10m以后，每增加10米，阻值增加1K。,（2-110）,*三、CMOS电路锁定效

48、应的防护,锁定效应（Lach-Up），或称为可控硅效应（Silicon Controlled Rectifer）是CMOS电路的一个特有问题。发生锁定以后往往会造成器件的永久失效。,图3.3.45 CMOS反相器中的双极型寄生三极管效应,（2-111）,为防止发生锁定效应，在CMOS电路工作时始终应保证Vi、Vo、VDD的数值符合如下规定：,VDDVDD（BR），VDD端的击穿电压,此外，还可以采取以下防护措施：,1）输入端和输出端设置钳位电路；,2）在CMOS电路的电源输入端加去耦电路；,3）当系统由几个电源供电时，各电源的开、关顺序必须合理。启动时，应先接通CMOS电路的供电，然后再接通输

49、入信号和负载电路电源；关机时，应先关掉信号和负载电源，再切断CMOS电路电源。,（2-112）,3.3.7 CMOS 数字集成电路的各种系列,CMOS 集成电路产品有：4000系列、HC/HCT系列、AHC/AHCT系列、VHC/VHCT系列、ALVC系列等。,1、4000系列是较早投入市场的，虽然工作电压范围可达318V，但传输延时时间较长（100nS），且带负载能力较弱（5V电源时，最大负载电流0.5mA）。目前已基本被HC/HCT系列所取代。,2、HC/HCT是高速系列（High-Speed CMOS/High-Speed CMOS，TTL Compatible）。传输延时10ns、负载

50、能力提高到4mA。HC和HCT传输延时和带负载能力基本相同，只是在工作电压范围和对输入信号电平的要求不同。HC系列可以在26V间工作，HC系列不能与TTL电路混合使用。HCT系列工作在单一的5V电源电压下，可与TTL混合使用。,（2-113）,AHC（Advanced High-Speed CMOS）/AHCT（Advanced High-Speed CMOS，TTL Compatible）是改进的高速CMOS系列的简称。传输延时时间和带负载能力较HC/HCT均提高了一倍。（VHC/VHCT跟其类似，只是另一公司的产品）,LVC系列是TI公司20世纪90年代推出的低电压CMOS系列。工作电压1