模拟调幅、检波与混频电路.ppt

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1、1,第6章 模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路),6.1 概述,6.2 振幅调制与解调原理,6.3 调幅电路,6.4 检波电路,6.5 混频,2,6.1 概述,调制电路与解调电路是通信系统中的重要组成部分。,调制：调制是在发射端将调制信号从低频段变换到高频段,便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的频分复用；,解调：解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低频段,恢复原调制信号。,分类：按照载波波形的不同,可分为脉冲调制和正弦波调制两种方式。,3,脉冲调制：以高频矩形脉冲为载波,用低频调制信号分别去控制矩形脉冲的幅度、宽度或位置三个参量,分别称为脉幅调制(PAM)，脉宽调制(PDM)和

2、脉位调制(PPM)。,正弦波调制：高频正弦波为载波,用低频调制信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参量,分别称为调幅(AM)、调频(FM)和调相(PM)。本书仅讨论正弦波调制。,4,正弦波的表示式为：,其中，A是振幅，(t)是瞬时相位角，是瞬时角频率，0是初始相位。,使这三个参数中的某一个（幅度、角频率、相位）随调制信号大小而线性变化的过程，分别称为幅度调制、频率调制或相位调制，简称调幅、调频和调相。,5,而正弦振荡的瞬时角频率和瞬时相位角之间的关系为：,由上两式可见，调频与调相的相位角(t)都要变化，故有时将其称为合称为角度调制，或者简称调角。,解调是调制的逆过程。即从已调信号中恢复原

3、调制信号的过程。与幅度调制、频率调制和相位调制相对应。有幅度解调、频率解调和相位解调，并分别简称为检波、鉴频和鉴相。,6,本章首先分别在时域和频域讨论振幅调制与解调的基本原理,然后介绍有关电路组成。由于混频电路、倍频电路与调幅电路、振幅解调电路同属于线性频率变换电路,所以也放在这一章介绍。,7,6.2.1普通调幅方式,6.2 振幅调制与解调原理,1.普通调幅信号的表达式、波形、频谱和功率谱,设载波为uc(t)=Ucmcosct,调制信号为单频信号，即u(t)=Umcost(c),则普通调幅信号为:,uAM(t)=(Ucm+kUm cos t)cosct=Ucm(1+Macost)cosct,其

4、中调幅指数0Ma1,k为比例系数。,波形,8,u(t),u c(t)和uAM(t)的波形图。,调制信号,载波信号,高频已调波信号,9,调幅指数：,显然,当Ma1时,普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同,产生了失真,称为过调制,如图所示。所以,普通调幅要求Ma必须不大于1。,过调制波形,10,其频谱图为：,uAM(t)=Ucmcosct+cos(c+)t+cos(c-)t,带宽：2,频谱与带宽,公式,11,一般非周期调制信号u(t)的频谱是一连续频谱,假设其频率范围是minmax,如载频仍是c,带宽：2max,12,若此单频调幅信号加在负载R上,则载频分量产生的平均功率为:,两个边频分量产生的

5、平均功率相同,均为:,调幅信号总平均功率为:,功率,13,AM调制方式的功率利用率最高只能达到1/3,提出问题：为什么AM方式得到了广泛应用？,在接收方解调电路简单经济，对于调幅收音机，其接收方是千家万户，因此得到了广泛应用。,14,2.普通调幅信号的产生和解调方法,其中：k1=k/Ucm,普通调幅信号的产生,15,高电平调制：第3章曾经讨论过利用丙类谐振功放的调制特性也可以产生普通调幅信号。由于功放的输出电压很高,故这种方法称为高电平调幅。,低电平调制,16,包络检波。,利用普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化这一特点,如能将包络提取出来,就可以恢复原来的调制信号。这就是包络检波的原理。

6、,包络检波原理图,普通调幅信号的解调,17,同步检波。同步检波必须采用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)的信号,称为同步信号。同步检波可由乘法器和低通滤波器实现,同步检波原理图,18,设输入普通调幅信号uAM(t),乘法器另一输入同步信号为:,ur(t)=Urmcosct,则乘法器输出为:,19,可见,输出信号中含有直流,2c,2c几个频率分量。用低通滤波器取出直流和分量,再去掉直流分量,就可恢复原调制信号。,如果同步信号与发射端载波同频不同相,有一相位差,ur=Urmcos(ct+),则乘法器输出中的分量为 k2UcmUrmMacoscost。,是一常数,即同步信号与发射端载波的相位差

7、始终保持恒定,则解调出来的分量仍与原调制信号成正比,只不过振幅有所减小。当然90,否则cos=0,分量也就为零了。,若是随时间变化的,即同步信号与发射端载波之间的相位差不稳定,则解调出来的分量就不能正确反映调制信号了,20,例1：已知调幅信号为：,（1）指出调制信号，载波信号；,（2）画出频谱图；,21,双边带调幅方式,1 双边带调幅信号的特点,设载波为uc(t)=Ucmcosct,单频调制信号为u(t)=Um cost(c),则双边带调幅信号为:,uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct=kUmUcm/2 cos(c+)t+cos(c-)t,可见双边带调幅信号中

8、仅包含两个边频,无载频分量,其频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。,22,波形与频谱图。,双边带调幅波形与频谱,23,双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化,而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180的突变。,24,2.双边带调幅信号的产生与解调方法,调制：产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信号与载波信号相乘。,解调：由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号,所以包络检波法不适用,而同步检波是进行双边带调幅信号解调的主要方法。,25,设同步信号为ur(t)=Urmcosct,则乘法器输出为:,用低通滤波器取出低频分量,即可实现解调。将上式双边带信号取平方,则可以得到频率为2c的

9、分量,然后经二分频电路,就可以得到c分量。这是从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。,26,6.2.3单边带调幅方式 单边带调幅方式是指仅发送上、下边带中的一个。如以发送上边带为例,则单频调制单边带调幅信号为：,由上式可见,单频调制单边带调幅信号是一个角频率为c+的单频正弦波信号。,单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同,是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。,产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、相移法以及两者相结合的相移滤波法。,27,滤波法从频域方面 这种方法是根据单边带调幅信号的频谱特点,先产生双边带调幅信号,再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。,对于频谱范围为minmax的一般

10、调制信号,如min很小,则上、下两个边带相隔很近,用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。,28,相移法从时域方面,单频单边带调幅信号可写成:,29,由上式可知,只要用两个90相移器分别将调制信号和载波信号相移90,成为sint和sinct,然后进行相乘和相减,就可以实现单边带调幅。,对单频信号进行90相移比较简单,但是对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行90相移,要保证其中每个频率分量都准确相移90是很困难的。,30,相移滤波法维夫法,滤波法的缺点在于高频滤波器的设计困难，而低频滤波器的设计要容易些。,相移法的困难在于宽带90相移器的设计,而单频90相移器的设计比较简单。,

11、结合两种方法的优缺点而提出的相移滤波法是一种比较可行的方法,31,相移滤波法的关键在于将载频c分成1和2两部分,其中1是略高于max的低频,2是高频,即c=1+2,12。,32,单边带信号的解调,则乘法器输出为,同步信号的获取：一般可在发送单边带调幅信号的同时,也附带发送一个功率较小的载波信号,供接收端从中提取作为同步信号。,同步信号：,采用同步检波方式。,33,6.2.4残留边带调幅方式,特点：残留边带调幅是指发送信号中包括一个完整边带、载波及另一个边带的小部分(即残留一小部分)。这样,既比普通调幅方式节省了频带,又避免了单边带调幅要求滤波器衰减特性陡峭的困难,发送的载频分量也便于接收端提取

12、同步信号。,应用：在电视广播系统中,由于图像信号频带较宽,为了节约频带,同时又便于接收机进行检波,所以对图像信号采用了残留边带调幅方式,而对于伴音信号则采用了调频方式。现以电视图像信号为例,说明残留边带调幅方式的调制与解调原理。,34,残留边带调幅发送和接收滤波器幅频特性(a)发送；(b)接收,35,若采用普通调幅,每一频道电视图像信号的带宽需12 MHz,而采用残留边带调幅只需8 MHz。另外,对于滤波器过渡带的要求远不如单边带调幅那样严格,故容易实现。,36,小结：普通调幅功率利用率低,但可采用简单、低成本的包络检波方式,故广泛用于电台广播系统,给广大接收者带来便利。双边带调幅与单边带调幅

13、功率利用率高,可用于小型通信系统,其中单边带调幅可节省一半频带,但需解决如何获得同步信号的问题。残留边带调幅广泛用于电视广播系统。,37,6.3.1高电平调幅电路,6.3 调幅电路,丙类谐振功放的调制特性分为基极调制特性和集电极调制特性两种,据此可以分别组成基极调幅电路和集电极调幅电路。现以集电极调幅电路为例,说明高电平调幅的原理。,集电极调制特性是指固定丙类谐振功放的VBB和R,当输入一个等幅高频正弦波时,输出高频正弦波的振幅Ucm将随集电极电源电压的变化而变化。,38,若集电极电源电压为UCC(t)=UCC0+u(t),即一个固定直流电压与一个低频交流调制信号之和,则随着UCC的变化,使得

14、静态工作点左右平移,从而使动态线左右平移。当谐振功放工作在过压状态时,Ucm将发生变化,近似有UcmUCC(t)的关系。如输入信号为高频载波cosct,输出LC回路调谐在c上,则输出信号可写成:uo(t)=Ucmcosct=kUCC0+u(t)cosct其中k为比例系数。,39,集电极调幅电路原理,集电极调制特性,cosct,UCC0+u(t),kUCC0+u(t)cosct,40,高电平调幅电路的优点是调幅、功放合一,整机效率高,可直接产生很大功率输出的调幅信号,但也有一些缺点和局限性。一是只能产生普通调幅信号,二是调制线性度差,例如集电极调制特性中Ucm与UCC并非完全成线性关系。,41,

15、6.4.1包络检波电路,6.4 检波电路,包络检波原理如图所示。其中的非线性器件可以是二极管,也可以是三极管或场效应管,电路种类也较多。,42,图 6.4.1 二极管峰值包络检波器,这里采用的非线性器件为二极管，低通滤波器为RC并联电路。,43,1.工作原理,以时域上的波形变化来说明二极管峰值包络检波器的工作原理。,加在二极管上的正向电压为u=ui-uo。假定二极管导通电压为零,且伏安特性为:,44,电路特点：,输入信号为大信号。,二极管导通与否,不仅与输入电压ui有关,还取决于输出电压uo,即输出信号有反馈作用。,二极管导通时,电容充电,充电时间常数为rdC；二极管截止时,电容放电,放电时间

16、常数为RC。由于二极管导通电阻rd很小,因此一般有rdCRC。,45,二极管峰值包络检波器的包络检波波形,设t=t0时,uo=0。,46,在t0t1时段,uiuo0,二极管导通,开始给电容充电,uo按指数规律上升,即AB曲线。,在t1t2时段,ui uo,二极管截止,电容通过电阻R放电,uo 按指数规律下降,即BC曲线。,在t2t3时段,ui uo,二极管再次导通,给电容充电,uo再次上升,即CD曲线。,在t3t4时段,ui uo,二极管再次截止,电容放电,uo再次下降,即DE曲线。,47,由于充放电过程交替进行,因此uo波形呈锯齿状变化。可以归纳出以下几条规律:,(1)由于rdCRC,故uo

17、上升快,下降慢。,(2)除了起始几个周期外,二极管导通时间均在输入高频振荡信号的峰值附近,如t4t5,t6t7,且时间很短,或者说,其导通角很小。,(3)在正常情况下,导通角越小,uo曲线与ui的包络线越接近。若趋近于0,则uo曲线就几乎完全反映了ui的包络线即调制信号波形,此时检波效率最高,失真最小。,48,2.性能指标,二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、输入电阻、惰性失真和底部切割失真几项。,49,检波效率d：定义为uo中低频分量振幅与ui中调制分量振幅的比值。,当ui是单频调幅波时,即ui=Uim(1+Ma cost)cosct时,uo中的低频分量为Uom cost,检波效率

18、d可写成,50,当ui是等幅正弦波时,即ui=Uim cosct时,uo应为电平为Uo的直流电压,检波效率d可写成,dcos,利用折线函数分析法,可以求得检波效率的近似表达式：,如果考虑到二极管的实际导通电压不为零,以及充电电流在二极管微变等效电阻上的电压降等因素,实际检波要比计算值小。,51,当很小时,仅当gD为常数时,才为常数,d也才为常数,此时输出信号振幅Uom与调制信号振幅MaUim近似成线性关系。,由于仅在大信号工作时,二极管的导通电压才可以忽略，这时二极管伏安特性用折线近似，电导gD可视为常数,因此峰值包络检波电路仅适合于大信号工作。,52,等效输入电阻Ri。,检波器的前级通常是一

19、个调谐在载频的高Q值谐振回路,检波器相当于此谐振回路的负载。为了研究检波器对前级谐振回路的影响,故定义检波器等效输入电阻,53,利用功率守恒定理：,输入功率：,输出功率：,忽略二极管导通内阻所消耗的功率，,54,惰性失真。,电容放电速度过慢,导致uo的下降速率比包络线的下降速率慢,则二极管不能导通,造成uo波形与包络线的失真。由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性,故称为惰性失真。下图给出了惰性失真的波形图,在t1t2时间段内出现了惰性失真。,惰性失真波形图,55,单频调幅波的包络线表达式为,其下降速率为：,因为电容通过R放电时,电容电流与电阻电流相同,即:,要避免惰性失真,就要保证电容电压的

20、减小速率在任何一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。,us(t)=Uim(1+Macost),56,在开始放电时刻,电容电压uc可近似视为包络电压us,故避免惰性失真的不等式可写为:,即,所以电容电压的减小速率,57,整理得：,可见,调幅指数越大,调制信号的频率越高,时间常数RC的允许值越小。,58,底部切割失真。,检波器输出uo是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号,故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级进行放大或其它处理。下一级电路的输入电阻即作为检波器的实际负载RL,如图所示。,59,为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路,要求耦合电容Cc的容抗远远小于RL

21、,所以Cc的值很大。这样,uo中的直流分量几乎都落在Cc上,这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅Uim。所以Cc可等效为一个电压为Uim的直流电压源。,此电压源在R上的分压为：,60,则当检波器处于稳定工作时,其输出端R上将存在一个固定电压UR。当输入调幅波ui(t)的值小于UR时,二极管将会截止。也就是说,电平小于UR的包络线不能被提取出来,出现了失真,如图所示。,61,由于这种失真出现在调制信号的底部,故称为底部切割失真。,要避免底部切割失真,必须使包络线的最小电平大于或等于UR,即:,其中R指RL与R的并联值,即检波器的交流负载。交流负载R与直流负载R越接近,可允许的调幅指数越大。,6

22、2,采取措施：,在检波器与下一级电路之间插入一级射随器,即增大RL的值,不改变直流负载，加大交流负载。,直流负载：,交流负载：,63,由于设计和制作增益高,选择性好,工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易,所以采用混频方式可大大提高接收机的性能。,6.5 混 频,在通信接收机中,混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频(一般称为中频)的高频已调波信号,而保持其调制规律不变。,调幅收音机：载频位于535 kHz1605kHz变换为465kHz中频,调频收音机：载频位于88MHz108MHz变换为10.7MHz中频,电视机：载频位于四十几MHz 近千MHz变换为38 M

23、Hz中频,64,6.5.1混频原理及特点 下图是混频电路组成原理图。,混频电路原理图,65,以输入是普通调幅信号：,us(t)=Ucm1+ku(t)cos2fct,uL(t)=ULmcos2fLt,输出中频调幅信号：uI(t)=UIm1+ku(t)cos 2fIt。,66,普通调幅信号混频频谱图(a)混频前；(b)混频后,67,虽然混频电路与调幅电路、检波电路同属于线性频率变换电路,但它却有两个明显不同的特点:,(1)混频电路的输入输出均为高频已调波信号。,(2)混频电路通常位于接收机前端,不但输入已调波信号很小,而且若外来高频干扰信号能够通过混频电路之前的选频网络,则也可能进入混频电路。,6

24、8,6.5.2混频干扰,其中,混频电路的输入除了载频为fc的已调波信号us和频率为fL的本振信号uL之外,还可能有从天线进来的外来干扰信号。外来干扰信号包括其它发射机发出的已调波信号和各种噪声。假定有两个外来干扰信号un1和un2,设其频率分别为fn1和fn2。us、uL和un1、un2以下分别简称为信号、本振和外来干扰。,假定混频电路中的非线性器件为晶体管,其转移特性为:i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+,u=us+uL+un1+un2=Uscos2fct+ULcos 2fLt+Un1cos2fn1t+Un2cos 2fn2t,69,则 晶体管输出的所有组合频率分量为:f=|p

25、fLqfcrfn1sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,在这些组合频率分量中,只有p=q=1,r=s=0对应的频率分量fI=fL-fc才是有用的中频,其余均是无用分量。,若其中某些无用组合频率分量刚好位于中频附近,能够顺利通过混频器内中心频率为fI的带通滤波器,就可以经中放、检波后对有用解调信号进行干扰,产生失真。,由幂级数分析法可知,p、q、r、s值越小所对应的组合频率分量的振幅越大,相应的无用组合频率分量产生的干扰就越大。,70,1.信号和本振产生的组合频率干扰 先不考虑外来干扰的影响。若信号和本振产生的组合频率分量满足：|pfLqfc|=fIF式中F为音频,则此组合频率分量能够产生干扰

26、。,例如,当fc=931 kHz,fL=1396 kHz,fI=465kHz时,对应于p=1,q=2的组合频率分量为:|1396-2931|=466kHz=465kHz+1kHz,466 kHz的无用频率分量在通过中放后,与中频为465 kHz的调幅信号一起进入检波器中的非线性器件,会产生1kHz的差拍干扰,经扬声器输出后类似于哨声,故称这种干扰为干扰哨声。,71,2.一个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若外来干扰和本振产生的无用组合频率分量满足|pfLrfn1|=fI p、r=0,1,2,则也会产生干扰作用。通常将这类组合频率干扰称为寄生通道干扰,其中中频干扰和镜频干扰两种寄生通道干扰由于

27、对应的p、r值很小,故造成的影响很大,需要特别引起重视。,72,1)中频干扰。当p=0,r=1时,fn1=fI,即外来干扰频率与中频相同。例如中频为465kHz,则同样频率的外来干扰即为中频干扰的来源。,2)镜频干扰。当p=r=1时,fn1=fL+fI。因为fc=fL-fI,所以fn1与fc在频率轴上对称分列于fL的两旁,互为镜像,故称fn1为镜像频率(简称镜频)。例如fI=465kHz,fc=1MHz,则镜频为1930kHz。若外来干扰中含有1930kHz的镜频,就会产生镜频干扰。,73,镜频位置示意图,74,3.两个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若两个外来干扰能够进入混频电路,并且和本

28、振共同产生的组合频率分量满足：|fLrfn1sfn2|=fI 则也会产生干扰作用,通常称为互相调制干扰(简称互调干扰)。其中r=1,s=2和r=2,s=1 两个组合频率分量影响最大,由于r+s=3,故称为三阶互调干扰。显然,其中两个外来干扰频与载频的关系分别为:,-fn1+2fn2=fc2fn1-fn2=fc,75,令Us=0,经分析可知,这两个组合频率分量均是从四次方项a4u4中产生,振幅分别是 a4Un1U2n2UL和 a4U2n1Un2UL。,76,4 外来干扰和信号、本振产生的交叉调制干扰,若设u=us+uL+un,在输出电流表达式中,偶次方项均会产生中频分量,其中四次方项a4u4产生

29、的中频分量为3a4UsU2nULcos 2(fL-fc)t。显然,这个中频分量与二次方项a2u2产生的有用中频分量a2UsULcos2(fL-fc)t不同,因为它的振幅是受外来干扰un的振幅Un控制的。若Un是交变信号,则此中频分量就会如同一个干扰迭加在有用中频分量上。通常称这种干扰为交叉调制干扰(简称交调干扰)。其中由四次方项产生的称为三阶交调干扰。虽然四次以上偶次方项也会产生交调干扰,但影响较弱。,77,交调干扰有两个特点:一是当信号消失,即us=0,则它也消失；二是能否产生交调干扰与外来干扰的频率无关,只取决于此外来干扰能否顺利通过混频电路之前的选频网络。显然,能产生交调干扰和互调干扰的

30、外来干扰频率都靠近信号载频fc,例如,混频电路之前的选频网络带宽为10 kHz,若fc=560 kHz,则位于555 kHz565kHz范围内的外来干扰都可能产生三阶交调干扰。,78,5.包络失真和强信号阻塞干扰 在式(6.5.1)中,若设u=us+uL,则在输出电流表达式中,电压偶次方项均会产生中频分量。其中二次方项产生的振幅为a2UsUL,四次方项产生的振幅为 可见,实际中频分量振幅并非与信号振幅Us成正比。Us越大,失真越严重。因为Us就是已调波的包络,所以称此为包络失真。若Us太大,包络失真太严重,使晶体管进入饱和区或截止区,则无法将调制信号解调出来,通常称这种现象为强信号阻塞干扰。,

31、79,6 减小或避免混频干扰的措施,从以上分析可知,产生混频干扰的根本原因是器件的非线性特性。混频干扰又可分成两类,一类是由于非线性特性产生了众多无用组合频率分量而引起的,另一类是由于非线性特性产生了一些受外来干扰控制或与调制信号不成线性关系的有用频率分量而引起的。针对混频干扰产生的具体原因,可以采取以下三个方面的措施来减小或避免。,80,(1)选择合适的中频。,二次混频接收机组成方框图,81,(2)提高混频电路之前选频网络的选择性,减少进入混频电路的外来干扰,这样可减小交调干扰和互调干扰。对于镜频可采用陷波电路将它滤掉。(3)采用具有平方律特性的场效应管、模拟乘法器或利用平衡抵消原理组成的平

32、衡混频电路或环形混频电路,可以大大减少无用组合频率分量的数目,尤其是靠近有用频谱的无用组合频率分量,从而降低了各种组合频率干扰产生的可能性。,82,6.5.3 混频电路,晶体管混频电路具有增益高、噪声低的优点,但混频干扰大。场效应管混频电路由于其平方律特性,受混频干扰小。二极管平衡和环行混频电路结构简单,噪声低,受混频干扰小,工作频率高(可达近千兆赫)。采用模拟乘法器组成的集成混频电路,不但受混频干扰小,而且调整容易,输入信号动态范围较大。,83,1.晶体管混频电路图中L1C1调谐于输入信号us的载频fc,L2C2调谐于中频fI,本振uL与UBB0迭加后作为偏置电压。由于us振幅很小,uL振幅

33、较大,所以可视为线性时变工作状态。采用5.3节的分析方法,参照式(5.3.4)可以看到,iC中含有的组合频率分量为:|nfLfc|,n=0,1,2 其中中频电流分量为:iI=g1Uscos 2fIt,fI=fL-fc(6.5.6),84,晶体管混频电路原理图,高频已调波,本振,中频已调波,85,晶体管工作于线性时变工作状态：,中频电流为：,iI=1/2g1Uscos 2fIt,fI=fL-fc,86,对g(t)进行积分而求出g1,而跨导,若定义混频跨导,即中频电流振幅II与输入信号振幅Us之比,则有:,若L2C2回路总谐振电导为g,则可以求得混频电压增益,87,2.二极管混频电路,二极管平衡混

34、频电路原理图,88,由图可见,若忽略输出电压uI的反馈作用,则加在两个二极管上的电压分别是：u1=uL+usu2=uL-us,由于us很小,uL很大,故二极管工作在受uL控制的开关工作状态。因为在uL正半周时两个二极管同时导通，负半周时两个二极管同时截止，故根据KVL可写出两个回路电压方程分别为,89,i中的组合频率分量为,其中,RD是二极管导通电阻.两方程相减,得,而：,90,例 在下图所示二极管平衡电路原理图中，u1和u2是输入信号，uo是输出信号。若采用此电路进行普通调幅、双边带调幅和同步检波，u1和u2各应该是什么信号？负载ZL1、ZL2各应该采用什么形式元件？试写出有关表达式。,91

35、,解：1、进行调幅,i1=gD(u1+u2)K1(ct)i2=gD(-u1+u2)K1(ct-),u1、u2应分别是载波和调制信号,负载采用带通滤波器：采用变压器耦合LC回路,（1）设u1是载波信号，u2是调制信号，u1是大信号。,二极管应工作在受大信号u1控制的开关状态，在u1的正、负半周内V1、V2分别导通。设gD是二极管导通电导，忽略负载电压的反馈作用，,u1=Ucm cosct，u2=u（t）,92,故：,频率成分包括：,以及,故能够实现普通调幅。,93,（2）设u2是载波信号，u1是调制信号，u2是大信号。,u2=Ucm cosct，u1=u（t）,i1=gD(u1+u2)K1(ct

36、)i2=gD(-u1+u2)K1(ct),二极管应工作在受大信号u2控制的开关状态，在u2的正、负半周内V1、V2分别导通。设gD是二极管导通电导，忽略负载电压的反馈作用，,94,频率成分包括：,以及,故能够实现双边带调幅。,95,2、进行同步检波,负载ZL1和ZL2为相同参数的RC低通滤波器,二极管应工作在受大信号u2控制的开关状态，分析过程与调幅相似。,u1、u2应分别是调幅波和本地载波,设u1是双边带调幅波，u1=ku（t）cosct，u2=Urm cosct,96,其中，低频分量为，k是比例系数。,同理：,则：,因此能够完成同步解调,97,章末小结,混频,98,99,返回,100,积化和差：,和差化积：,返回,