数字信号处理 第2章.ppt

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1、第2章时域离散信号和系统的频域分析,2.1引言 2.2时域离散信号的傅里叶变换的定义及性质 2.3周期序列的离散傅里叶级数及傅里叶变换表示式 2.4时域离散信号的傅里叶变换与模拟信号 傅里叶变换之间的关系 2.5序列的Z变换 2.6利用Z变换分析信号和系统的频响特性 习题与上机题,2.1引言我们知道，信号和系统的分析方法有两种，即时域分析方法和频域分析方法。在模拟领域中，信号一般用连续变量时间的函数表示，系统则用微分方程描述。在频率域，则用信号的傅里叶变换(Fourier Transform)或拉普拉斯变换表示。而在时域离散信号和系统中，信号用时域离散信号（序列）表示，系统则用差分方程描述。在

2、频率域，则用信号的傅里叶变换或Z变换表示。本章学习序列的傅里叶变换和Z变换，以及利用Z变换分析系统和信号频域特性。该章内容是本书也是数字信号处理的理论基础。,（）和（）式组成一对傅里叶变换公式。（）式是傅里叶变换存在的充分必要条件，有些函数（例如周期序列）并不满足（）式，说明它的傅里叶变换不存在，但如果引入冲激函数，其傅里叶变换也可以用冲激函数的形式表示出来，这部分内容将在2.3节介绍。,图2.2.1R4(n)的幅度与相位曲线,由FT的周期性进一步分析得到，在=0和=2M附近的频谱分布应是相同的（M取整数），在=0，2,4,点上表示x(n)信号的直流分量；离开这些点愈远，其频率愈高，但又是以2

3、为周期，那么最高的频率应是=。另外要说明的是，所谓x(n)的直流分量，是指如图2.2.2（a）所示的波形。例如，x(n)=cosm，当=2M,M取整数时，x(n)的序列值如图2.2.2（a）所示，它代表一个不随n变化的信号（直流信号）；当=(2M+1)时，x(n)波形如图2.2.2（b）所示，它代表最高频率信号，是一种变化最快的正弦信号。由于FT的周期是2，一般只分析之间或02范围的FT就够了。,图2.2.2cosm 的波形,【例】试分析x(n)=ejm的对称性。解因为x*(n)=ejm=x(n)满足(2.2.9)式，所以x(n)是共轭对称序列，如展成实部与虚部，则得到：x(n)=cosn+j

4、 sinn上式表明，共轭对称序列的实部确实是偶函数，虚部是奇函数。,对于频域函数X(ej)，也有和上面类似的概念和结论：X(ej)=Xe(ej)+Xo(ej)（）式中，Xe(ej)与Xo(ej)分别称为共轭对称部分和共轭反对称部分，它们满足：,（2.2.20）,（2.2.21）,(1)将序列x(n)分成实部xr(n)与虚部xi(n)，即x(n)=xr(n)+jxi(n)将上式进行傅里叶变换，得到:,式中,上面两式中，xr(n)和xi(n)都是实数序列。容易证明：Xe(ej)满足（）式，具有共轭对称性，它的实部是偶函数，虚部是奇函数；Xo(ej)满足（）式，具有共轭反对称性质，它的实部是奇函数，

5、虚部是偶函数。最后得到结论：序列分成实部与虚部两部分，实部对应的傅里叶变换具有共轭对称性，虚部和j一起对应的傅里叶变换具有共轭反对称性。,(2)将序列分成共轭对称部分xe(n)和共轭反对称部分xo(n)，即x(n)=xe(n)+xo(n)(2.2.24)将（2.2.17）和（2.2.18）式重写如下：,将上面两式分别进行傅里叶变换，得到：因此（）式的FT为,（a）,（b）,（c）,（2.2.25）式表示：序列x(n)的共轭对称部分xe(n)对应着X(ej)的实部XR(ej)，而序列x(n)的共轭反对称部分xo(n)对应着X(ej)的虚部(包括j)。下面我们利用FT的对称性，分析实因果序列h(n

6、)的对称性，并推导其偶函数he(n)和奇函数ho(n)与h(n)之间的关系。因为h(n)是实序列，其FT只有共轭对称部分He(ej)，共轭反对称部分为零。,因此实序列的FT是共轭对称函数,其实部是偶函数，虚部是奇函数，用公式表示为显然，其模的平方是偶函数，相位函数是奇函数，这和实模拟信号的FT有同样的结论。,按照（2.2.17）和（2.2.18）式得到：,因为h(n)是实序列，上面公式中he(n)是偶函数，ho(n)是奇函数。按照（）式，实因果序列完全由其偶序列恢复，但按照（）式，ho(n)中缺少n=0点h(n)的信息。因此由ho(n)恢复h(n)时，要补充一点h(h)(n)信息。,【例2.2

7、.3】x(n)=anu(n),0a1。求其偶函数xe(n)和奇函数xo(n)。解x(n)=xe(n)+xo(n)按（2.2.26）式，得到：,图2.2.3例2.2.3图,5 时域卷积定理设 y(n)=x(n)*h(n)则 Y(ej)=X(ej)H（ej）（2.2.31）证明,令k=nm，则,该定理说明，两序列卷积的FT服从相乘的关系。对于线性时不变系统，输出的FT等于输入信号的FT乘以单位脉冲响应的FT。因此，在求系统的输出信号时，可以在时域用卷积公式（）计算，也可以在频域按照（）式，求出输出的FT，再作逆FT，求出输出信号y(n)。,7 帕斯维尔（Parseval）定理,（）,证明,帕斯维尔

8、定理表明了信号时域的能量与频域的能量关系。表综合了FT的性质，这些性质在分析问题和实际应用中是很重要的。,表2.2.1序列傅里叶变换的性质定理,2.3周期序列的离散傅里叶级数及傅里叶变换表示式因为周期序列不满足（）式绝对可和的条件，因此它的FT并不存在，但由于是周期性的，可以展成离散傅里叶级数，引入奇异函数()，其FT可以用公式表示出来。,周期序列的离散傅里叶级数设 是以N为周期的周期序列，可以展成离散傅里叶级数。如下:(2.3.1)为求系数ak，将上式两边乘以，并对n在一个周期N中求和，即,式中,(2.3.2),(2.3.2)式的证明作为练习请读者自己证明。因此(2.3.3)式中，k和n均取

9、整数。因为，l取整数,即是周期为N的周期函数，所以，系数ak也是周期序列，满足ak=ak+lN。,令,并将(2.3.3)式代入，得到:(2.3.4)式中，也是以N为周期的周期序列,称为 的离散傅里叶级数系数，用DFS(Discrete Fourier Series)表示。,用,(2.3.5),将（）式和（）式重写如下：,(2.3.6),(2.3.7),代替(2.3.1)式中的ak,得到,（2.3.6）式和（2.3.7）式称为一对DFS。（2.3.5）式表明将周期序列分解成N次谐波，第k个谐波频率为k=(2/N)k,k=0,1,2,N1,幅度为。基波分量的频率是2/N，幅度是。一个周期序列可以用

10、其DFS系数表示它的频谱分布规律。【例2.3.1】设x(n)=R4(n)，将x(n)以N=8为周期进行周期延拓，得到如图2.3.1(a)所示的周期序列，周期为8，求DFS。解按照（2.3.6）式,有,其幅度特性如图2.3.1(b)所示。,图2.3.1例2.3.1图,周期序列的傅里叶变换表示式在模拟系统中，其傅里叶变换是在=0处的单位冲激函数，强度是2，即,r取整数因此 的FT为(2.3.9)(2.3.9)式表示复指数序列的FT是在0+2r处的单位冲激函数，强度为2，如图2.3.2所示。但这种假定如果成立，则要求按照（2.2.4）式的逆变换必须存在，且唯一等于，下面进行验证。按照逆变换定义，（2

11、.2.4）式右边,观察图2.3.2，在区间，只包括一个单位冲激函数(0)，等式右边为，因此得到下式：证明了（2.3.9）式确实是的FT，前面的暂时假定是正确的。,图2.3.2的FT,对于一般周期序列，按（2.3.6）式展成DFS，第k次谐波为，类似于复指数序列的FT，其FT为因此的FT如下式：,式中，k=0,1,2,N1。如果让k在区间变化，上式可简化成（2.3.10）式中(2.3.10)式就是周期性序列的傅里叶变换表示式。需要说明的是，上面公式中的()表示单位冲激函数，而(n)表示单位脉冲序列，由于括弧中的自变量不同,因而不会引起混淆。表2.3.2中综合了一些基本序列的FT。,表2.3.2基

12、本序列的傅里叶变换,表中u(n)序列的傅里叶变换推导如下：令(2.3.11)(2.3.12)对(2.3.12)式进行FT，得到:,对(2.3.11)式进行FT，得到：【例】求例中周期序列的FT。解将例中得到的代入（）式中，得到：其幅频特性如图所示。,图2.3.3例2.3.2图,对比图2.3.1，对于同一个周期信号，其DFS和FT分别取模的形状是一样的，不同的是FT用单位冲激函数表示（用带箭头的竖线表示）。因此周期序列的频谱分布用其DFS或者FT表示都可以，但画图时应注意单位冲激函数的画法。【例2.3.3】令为有理数，求其FT。解将用欧拉公式展开：按照（2.3.9）式，其FT推导如下：,图2.3

13、.4cos0n的FT,2.4时域离散信号的傅里叶变换与模拟信号傅里叶变换之间的关系时域离散信号与模拟信号是两种不同的信号，傅里叶变换也不同，如果时域离散信号是由某模拟信号采样得来，那么时域离散信号的傅里叶变换和该模拟信号的傅里叶变换之间有一定的关系。下面推导这一关系式。公式x(n)=xa(t)|t=nT=xa(nT)表示了由采样得到的时域离散信号和模拟信号的关系，而理想采样信号和模拟信号的关系用（）式表示，重写如下:,对上式进行傅里叶变换,得到:,令=T，且x(n)=xa(nT)，得到：（2.4.1）或者写成：（2.4.2）式中(2.4.2)式也可以表示成（2.4.3）,（2.4.1）、（2.

14、4.2）和（2.4.3）式均表示时域离散信号的傅里叶变换和模拟信号傅里叶变换之间的关系。由这些关系式可以得出两点结论。一点结论是时域离散信号的频谱也是模拟信号的频谱周期性延拓，周期为，因此由模拟信号进行采样得到时域离散信号时，同样要满足前面推导出的采样定理，采样频率必须大于等于模拟信号最高频率的2倍以上，否则也会差生频域混叠现象，频率混叠在s/2附近最严重，在数字域则是在附近最严重。,另一点结论是计算模拟信号的FT可以用计算相应的时域离散信号的FT得到，方法是:首先按照采样定理，以模拟信号最高频率的两倍以上频率对模拟信号进行采样得到时域离散信号，再通过计算机对该时域离散信号进行FT，得到它的频

15、谱函数，再乘以采样间隔T便得到模拟信号的FT，注意关系式=T。,按照数字频率和模拟频率之间的关系，在一些文献中经常使用归一化频率f=f/Fs或=/s,=/2,因为f、和都是无量纲量，刻度是一样的，将f、f、的定标值对应关系用图表示。图表明，模拟折叠频率Fs/2对应数字频率；如果采样定理满足，则要求模拟最高频率fc不能超过Fs/2；如果不满足采样定理，则会在=附近，或者f=Fs/2附近引起频率混叠。以上几个频率之间的定标关系很重要，尤其在模拟信号数字处理中，经常需要了解它们的对应关系。,图2.4.1模拟频率与数字频率之间的定标关系,2.5序列的Z变换在模拟信号系统中，用傅里叶变换进行频域分析，拉

16、普拉斯变换可作为傅里叶变换的推广，对信号进行复频域分析。在时域离散信号和系统中，用序列的傅里叶变换进行频域分析，Z变换则是其推广，用以对序列进行复频域分析。因此Z变换在数字信号处理中同样起着很重要的作用。,这种单边Z变换的求和限是从零到无限大，因此对于因果序列，用两种Z变换定义计算的结果是一样的。本书中如不另外说明，均用双边Z变换对信号进行分析和变换。（2.5.1）式Z变换存在的条件是等号右边级数收敛，要求级数绝对可和，即（2.5.3）使（2.5.3）式成立，Z变量取值的域称为收敛域。一般收敛域为环状域，即,令z=rej，代入上式得到RxrRx，收敛域是分别以Rx和Rx为收敛半径的两个圆形成的

17、环状域(如图 2.5.1 中所示的斜线部分)。当然，Rx可以小到零，Rx可以大到无穷大。收敛域的示意图如图所示。,图2.5.1变换的收敛域,常用的Z变换是一个有理函数，用两个多项式之比表示：分子多项式P(z)的根是X(z)的零点，分母多项式Q(z)的根是X(z)的极点。在极点处Z变换不存在，因此收敛域中没有极点，收敛域总是用极点限定其边界。对比序列的傅里叶变换定义（2.2.1）式，很容易得到傅里叶变换和Z变换（ZT）之间的关系，用下式表示：,X(z)存在的条件是|z1|1,因此X(z)表达式表明，极点是z=1，单位圆上的Z变换不存在，或者说收敛域不包含单位圆，因此其傅里叶变换不存在，更不能用（

18、2.5.4）式求傅里叶变换。该序列的傅里叶变换不存在，但如果引进奇异函数()，其傅里叶变换则可以表示出来（见表2.3.2）。该例同时说明一个序列的傅里叶变换不存在，但在一定收敛域内Z变换是可以存在的。,设x(n)为有界序列，由于是有限项求和，除0与两点是否收敛与n1、n2取值情况有关外，整个z平面均收敛。如果n10，则收敛域不包括z=0点；如果是因果序列，收敛域包括z=点。具体有限长序列的收敛域表示如下：n10时，00时，0|z|,【例2.5.2】求x(n)=RN(n)的Z变换及其收敛域。解 这是一个因果的有限长序列，因此收敛域为0z。但由结果的分母可以看出，似乎z=1是X(z)的极点，但同时

19、分子多项式在z=1时也有一个零点，极、零点对消，X(z)在单位圆上仍存在，求RN(n)的傅里叶变换，可将z=ej代入X(z)得到，其结果和例题2.2.1中的结果（2.2.5）式是相同的。,2 右序列右序列是指在nn1时，序列值不全为零，而在nn1时，序列值全为零的序列。右序列的Z变换表示为第一项为有限长序列，设n11，其收敛域为0|z|。第二项为因果序列，其收敛域为Rx|z|，Rx是第二项最小的收敛半径。将两收敛域相与，其收敛域为Rx|z|。如果是因果序列，收敛域为Rx|z|。,【例】求x(n)=anu(n)的Z变换及其收敛域。解 在收敛域中必须满足|az1|a|。,3 左序列左序列是指在nn

20、2时，序列值不全为零，而在nn2时，序列值全为零的序列。左序列的Z变换表示为如果n20,z=0点收敛，z=点不收敛，其收敛域是在某一圆（半径为Rx+）的圆内，收敛域为0|z|Rx+。如果n20，则收敛域为0|z|Rx+。,【例2.5.4】求x(n)=anu(n1)的Z变换及其收敛域。解这里x(n)是一个左序列，当n0时，x(n)=0，X(z)存在要求|a1z|1，即收敛域为|z|a|,因此,4 双边序列一个双边序列可以看做是一个左序列和一个右序列之和，其Z变换表示为X(z)的收敛域是X1(z)和X2(z)收敛域的交集。如果Rx+Rx，则其收敛域为Rx|z|Rx+，是一个环状域；如果Rx+Rx，

21、两个收敛域没有交集，X(z)则没有收敛域，因此X(z)不存在。,【例】x(n)=a|n|,a为实数，求x(n)的Z变换及其收敛域。解:第一部分收敛域为|az|a|。如果|a|1,两部分的公共收敛域为|a|z|a|1,其Z变换如下式:如果|a|1，则无公共收敛域，因此X(z)不存在。当0a1时，x(n)的波形及X(z)的收敛域如图所示。,图2.5.2例2.5.5图,我们注意到，例和例的序列是不同的，即一个是左序列，一个是右序列，但其Z变换X(z)的函数表示式相同，仅收敛域不同。换句话说，同一个Z变换函数表达式，收敛域不同，对应的序列是不相同的。所以，X(z)的函数表达式及其收敛域是一个不可分离的

22、整体，求Z变换就包括求其收敛域。此外，收敛域中无极点，收敛域总是以极点为界的。如果求出序列的Z变换，找出其极点，则可以根据序列的特性，较简单地确定其收敛域。例如在例中，其极点为z=a，根据x(n)是一个因果性序列，其收敛域必为：|z|a；又例如在例2.5.4中，其极点为z=a，但x(n)是一个左序列，收敛域一定在某个圆内，即|z|a|。,逆Z变换已知序列的Z变换X(z)及其收敛域，求原序列x(n)的过程称为求逆Z变换。计算逆Z变换的方法有留数法、部分分式展开法和幂级数法（长除法）。下面仅介绍留数法和部分分式展开法，重点放在留数法。,式中,c是X(z)收敛域中一条包围原点的逆时针的闭合曲线，如图

23、所示。求逆Z变换时，直接计算围线积分是比较麻烦的，用留数定理求则很容易。为了表示简单，用F(z)表示被积函数：F(z)=X(z)zn1。,图2.5.3围线积分路径,如果zk是N阶极点，则根据留数定理有（2.5.8）（2.5.8）式表明，对于N阶极点，需要求N1次导数，这是比较麻烦的。如果c内有多阶极点，而c外没有多阶极点，则可以根据留数辅助定理改求c外的所有极点留数之和，使问题简单化。,注意：（）式成立的条件是F(z)的分母阶次应比分子阶次高二阶以上。设X(z)=P(z)/Q(z),P(z)和Q(z)分别是M与N阶多项式。（）式成立的条件是NMn+12因此要求nNM（）如果（）式满足，c圆内极

24、点中有多阶极点，而c圆外没有多阶极点，则逆Z变换的计算可以按照（）式，改求c圆外极点留数之和，最后加一个负号。,【例2.5.6】已知X(z)=(1az1)1，|z|a,求其逆Z变换x(n)。解为了用留数定理求解，先找出F(z)的极点。显然，F(z)的极点与n的取值有关。,极点有两个：z=a；当n0时，其中z=0的极点和n的取值有关。n0时，z=0不是极点；n0时，z=0是一个n阶极点。因此，分成n0和n0两种情况求x(n)。n0时，F(z)在c内只有1个极点：z1=a；n0时，F(z)在c内有2个极点：z1=a,a2=0（n阶）；所以，应当分段计算x(n)。n0 时，,na，根据前面分析的序列

25、特性对收敛域的影响知道，x(n)一定是因果序列，这样n0部分一定为零，无需再求。本例如此求解是为了证明留数辅助定理法的正确性。,图2.5.4例2.5.6中n0时F(z)的极点分布,【例】已知,求其逆变换x(n)。解该例题没有给定收敛域，为求出唯一的原序列x(n)，必须先确定收敛域。分析X(z)，得到其极点分布如图所示。图中有两个极点：z=a和z=a1，这样收敛域有三种选法，它们是（1）|z|a1|，对应的x(n)是因果序列；（2）|z|a|，对应的x(n)是左序列；（3）|a|z|a1|，对应的x(n)是双边序列。,图2.5.5例2.5.7中X(z)的极点,下面分别按照不同的收敛域求其x(n)

26、。（1）收敛域为|z|a1|:这种情况的原序列是因果的右序列，无须求n0时的x(n)。当n0时，F(z)在c内有两个极点：z=a和z=a1，因此,最后表示成：x(n)=(anan)u(n)。,（2）收敛域为|z|a|:这种情况原序列是左序列，无须计算n0情况。实际上，当n0时，围线积分c内没有极点，因此x(n)=0。n0时，c内只有一个极点z=0，且是n阶极点，改求c外极点留数之和。n0时,最后将x(n)表示成封闭式：x(n)=(anan)u(n1)（3）收敛域为|a|z|a1|:这种情况对应的x(n)是双边序列。根据被积函数F(z)，按n0和n0两种情况分别求x(n)。n0时，c内只有1个极

27、点：z=a,x(n)=ResF(z),a=an,n0时，c内极点有2个，其中z=0是n阶极点，改求c外极点留数，c外极点只有z=a1，因此x(n)=ResF(z),a1=an最后将x(n)表示为即x(n)=a|n|,观察上式，X(z)/z在z=0的极点留数就是系数A0，在极点z=zm的留数就是系数Am。（2.5.13）（2.5.14）求出Am系数(m=0,1,2,N)后，查表2.5.1可求得x(n)序列。,【例2.5.8】已知,2|z|3，求逆Z变换。解,因为收敛域为22。第二部分极点是z=-3，收敛域应取|z|3。查表，得到：x(n)=2nu(n)+(3)nu(n1)注意:在进行部分分式展开

28、时，也用到求留数问题；求各部分分式对应的原序列时，还要确定它的收敛域在哪里，因此一般情况下不如直接用留数法求方便。一些常见的序列的Z变换可参考表。,表2.5.1常见序列的Z变换,Z变换的性质和定理下面介绍Z变换重要的性质和定理。1 线性性质设m(n)=ax(n)+by(n)a,b为常数 X(z)=ZTx(n)Rx|z|Rx+Y(z)=ZTy(n)Ry|z|Ry+则 M(z)=ZTm(n)=aX(z)+bY(z)Rm|z|Rm+,（）,Rm+=minRx+,Ry+Rm=maxRx,Ry这里,M(z)的收敛域(Rm,Rm+)是X(z)和Y(z)的公共收敛域，如果没有公共收敛域，例如当Rx+RxRy

29、+Ry时，则M(z)不存在。,2 序列的移位性质设X(z)=ZTx(n)Rx|z|Rx+则（）,3 序列乘以指数序列的性质设 X(z)=ZTx(n)Rx|z|Rx+y(n)=anx(n)a为常数则 Y(z)=ZTanx(n)=X(a1z)|a|Rx|z|a|Rx+因为Rx|a1z|Rx+，得到|a|Rx|z|a|Rx+。,证明,（）,4 序列乘以n的ZT设 X(z)=ZTx(n)Rx|z|Rx+则（）证明,因此,5 复共轭序列的ZT性质设 X(z)=ZTx(n)Rx|z|Rx+则ZTx*(n)=X*(z*)Rx|z|Rx+（2.5.19）证明,6 初值定理设x(n)是因果序列，X(z)=ZTx

30、(n)，则（2.5.20）证明 因此,7 终值定理若x(n)是因果序列，其Z变换的极点，除可以有一个一阶极点在z=1上，其它极点均在单位圆内，则（2.5.21）证明因为x(n)是因果序列，x(n)=0,n0,所以,因为(z1)X(z)在单位圆上无极点，上式两端对z=1取极限：,终值定理也可用X(z)在z=1点的留数表示，因为因此 x()=ResX(z),1（2.5.22）如果在单位圆上X(z)无极点，则x()=0。,8 时域卷积定理 设w(n)=x(n)*y(n)X(z)=ZTx(n)Rx|z|Rx+Y(z)=ZTy(n)Rx|z|Ry+1则W(z)=ZTw(n)=X(z)Y(z)Rw|z|R

31、w+（）Rw+=minRx+,Ry+Rw=maxRx,Ry,证明W(z)的收敛域就是X(z)和Y(z)的公共收敛域。,【例2.5.9】已知网络的单位脉冲响应h(n)=anu(n)，|a|1,网络输入序列x(n)=u(n)，求网络的输出序列y(n)。解y(n)=h(n)*x(n)求y(n)可用两种方法，一种直接求解线性卷积，另一种是Z变换法。（1）,由收敛域判定 y(n)=0n0n0时，将y(n)表示为,由X(z)的收敛域和Y(z)的收敛域得到：因此,W(z)的收敛域为|a|z|；被积函数平面上的收敛域为max(|a|,0)|min(|a1|,|z|)，平面上极点：a、a1和z，c内极点：z=a

32、。令,2 求暂态解对于N阶差分方程，求暂态解必须已知N个初始条件。设x(n)是因果序列，即x(n)=0,n0，已知初始条件y(1),y(2),y(N)。对（2.5.30）式进行Z变换时，注意这里要用单边Z变换。该方程式的右边由于x(n)是因果序列，单边Z变换与双边Z变换是相同的。下面先求移位序列的单边Z变换。,上式右边第一部分与系统初始状态无关，称为零状态解；而第二部分与输入信号无关，称为零输入解。求零状态解时，可用双边Z变换求解也可用单边Z变换求解，求零输入解却必须考虑初始条件，用单边Z变换求解。,【例2.5.11】已知差分方程y(n)=by(n-1)+x(n)，式中x(n)=anu(n),

33、y(1)=2,求y(n)。解将已知差分方程进行Z变换：式中,于是收敛域为|z|max(|a|,|b|),因此式中第一项为零输入解，第二项为零状态解。,H(ej)表示系统对特征序列ejn的响应特性,这也是H(ej)的物理意义所在，下面具体阐述。若系统输入信号X(n)=ejn,则系统输出信号为即,上式说明，单频复指数信号ejn通过频率响应函数为H(ej)的系统后，输出仍为单频复指数序列，其幅度放大|H(ej)|倍，相移为()。为了加深读者对H(ej)物理意义的理解，下面以大家熟悉的正弦信号为例进行讨论。当系统输入信号x(n)=cos(n)时，求系统的输出信号y(n):因为,由此可见，线性时不变系统

34、对单频正弦信号cos(n)的响应为同频正弦信号，其幅度放大|H(ej）|倍，相移增加()，这就是其名称“频率响应函数”、“幅频响应”和“相频响应”的物理含义。如果系统输入为一般的序列x(n)，则H(ej)对x(n)的不同的频率成分进行加权处理。对感兴趣的频段，取|H（ej)|=1，其他频段|H(ej)|=0,则Y(ej)=X(ej)H（ej),就实现了对输入信号的滤波处理。,因果（可实现）系统其单位脉冲响应h(n)一定是因果序列，那么其系统函数H(z)的收敛域一定包含点，即点不是极点，极点分布在某个圆内，收敛域在某个圆外。系统稳定要求,这里是 存在的条件,对照Z变换与傅里叶变换的关系可知，系统

35、稳定的条件是H(z)的收敛域包含单位圆。如果系统因果且稳定，收敛域包含点和单位圆，那么收敛域可表示为r|z|0r1,用系统函数的极点分布分析系统的因果性和稳定性,这样H(z)的极点集中在单位圆的内部。具体系统的因果性和稳定性可由系统函数H(z)的极点分布和收敛域确定。下面通过例题说明。如果系统函数分母多项式阶数较高（如3阶以上），用手工计算极点分布并判定系统是否稳定，不是一件简单的事情。用MATLAB函数判定则很简单，判定函数程序如下:,function stab(A)%stab:系统稳定性判定函数，A是 H(z)的分母多项式系数向量disp(系统极点为：)P=roots(A)%求H(z)的极

36、点，并显示disp(系统极点模的最大值为：)M=max(abs(P)%求所有极点模的最大值，并显示if M1 disp(系统稳定),else,disp(系统不稳定),end,请注意，这里要求H(z)是正幂有理分式。给H(z)的分母多项式系数向量A赋值，调用该函数，求出并显示系统极点，极点模的最大值M，判断M值，如果M1,则显示“系统稳定”，否则显示“系统不稳定”。如果H(z)的分母多项式系数A=22.980.172.3418 1.5147，则调用该函数输出如下:P=0.90000.7000+0.6000i0.70000.6000i0.9900系统极点模的最大值为：M=0.9900系统稳定。,【

37、例2.6.1】已知，分析其因果性和稳定性。解H(z)的极点为z=a,z=a1，如图2.5.5所示。（1）收敛域为a1|z|:对应的系统是因果系统，但由于收敛域不包含单位圆，因此是不稳定系统。单位脉冲响应h(n)=(anan)u(n)（参考例2.5.7），这是一个因果序列，但不收敛。（2）收敛域为0|z|a:对应的系统是非因果且不稳定系统。其单位脉冲响应h(n)=(anan)u(n1)（参考例2.5.7），这是一个非因果且不收敛的序列。,图2.6.1例2.6.1图示,（3）收敛域为a|z|a1:对应一个非因果系统，但由于收敛域包含单位圆，因此是稳定系统。其单位脉冲响应h(n)=a|n|，这是一个

38、收敛的双边序列，如图2.6.1(a)所示。下面分析如同例这样的系统的可实现性。H(z)的三种收敛域中，前两种系统不稳定，不能选用；最后一种收敛域，系统稳定但非因果，还是不能具体实现。因此严格地讲，这样的系统是无法具体实现的。,但是我们利用数字系统或者说计算机的存储性质，可以近似实现第三种情况。方法是将图2.6.1(a)从N到N截取一段，再向右移，形成如图2.6.1(b)所示的h(n)序列，将h(n)作为具体实现的系统单位脉冲响应。N愈大，h(n)表示的系统愈接近h(n)系统。具体实现时，预先将h(n)存储起来，备运算时应用。这种非因果但稳定的系统的近似实现性，是数字信号处理技术比模拟信息处理技

39、术优越的地方。说明：对一个实际的物理实现系统，其H(z)的收敛域是唯一的。,2.6.3利用系统的极零点分布分析系统的频率响应特性将(2.6.2)式因式分解，得到：式中，A=b0/a0,cr是H(z)的零点，dr是其极点。A参数影响频率响应函数的幅度大小，影响系统特性的是零点cr和极点dr的分布。下面我们采用几何方法研究系统零极点分布对系统频率特性的影响。,（）,在z平面上，ejcr用一根由零点cr指向单位圆上ej点B的向量表示，同样，ejdr用由极点指向ej点B的向量表示，如图2.6.2所示，即和分别称为零点向量和极点向量，将它们用极坐标表示：将和表示式代入(2.6.7)式，得到：,系统的频响

40、特性由(2.6.8)式和(2.6.9)式确定。当频率从0变化到2时，这些向量的终点B沿单位圆逆时针旋转一周，按照(2.6.8)式和(2.6.9)式，分别估算出系统的幅频特性和相频特性。例如图表示了具有一个零点和两个极点的频率特性。,图2.6.2频响的几何表示法,按照(2.6.8)式，知道零极点的分布后，可以很容易地确定零极点位置对系统特性的影响。当B点转到极点附近时，极点相量长度最短，因而幅度特性可能出现峰值，且极点愈靠近单位圆，极点相量长度愈短，峰值愈高愈尖锐。如果极点在单位圆上，则幅度特性为，系统不稳定。对于零点，情况相反，当B点转到零点附近时，零点相量长度变短，幅度特性将出现谷值，零点愈

41、靠近单位圆，谷值愈接近零。当零点处在单位圆上时，谷值为零。总结以上结论：极点位置主要影响频响的峰值位置及尖锐程度，零点位置主要影响频响的谷点位置及形状。,这种通过零极点位置分布分析系统频响的几何方法为我们提供了一个直观的概念，对于分析和设计系统是十分有用的。基于这种概念，可以用零极点累试法设计简单滤波器。下面介绍用MATLAB计算零、极点及频率响应曲线。首先介绍MATLAB工具箱中两个函数zplane和freqz的功能和调用格式。zplane绘制H(z)的零、极点图。,zplane(z,p)绘制出列向量z中的零点（以符号“”表示）和列向量p中的极点（以符号“”表示），同时画出参考单位圆，并在多

42、阶零点和极点的右上角标出其阶数。如果z和p为矩阵，则zplane以不同的颜色分别绘出z和p各列中的零点和极点。zplane(B,A)绘制出系统函数H(z)的零极点图。其中B和A为系统函数H(z)=B(z)/A(z)的分子和分母多项式系数向量。假设系统函数H(z)用下式表示:,则B=B(1)B(2)B(3)B(M+1)，A=A(1)A(2)A(3)A(N+1)freqz计算数字滤波器H(z)的频率响应。H=freqz(B,A,w)计算由向量w指定的数字频率点上数字滤波器H(z)的频率响应H(ejw)，结果存于H向量中。B和A仍为H(z)的分子和分母多项式系数向量（同上）。H,w=freqz(B,

43、A,M)计算出M个频率点上的频率响应，存放在H向量中，M个频率存放在向量w中。freqz函数自动将这M个频率点均匀设置在频率范围0,上。,H,w=freqz(B,A,M,whole)自动将M个频率点均匀设置在频率范围0,2上。当然，还可以由频率响应向量H得到各采样频点上的幅频响应函数和相频响应函数；再调用plot绘制其曲线图。|H(ej)|=abs(H)()=angle(H)式中，abs函数的功能是对复数求模，对实数求绝对值；angle函数的功能是求复数的相角。,freqz(B,A)自动选取512个频率点计算。不带输出向量的freqz函数将自动绘出固定格式的幅频响应和相频响应曲线。所谓固定格式

44、,是指频率范围为0,，频率和相位是线性坐标，幅频响应为对数坐标。其他几种调用格式可用命令help查阅。,【例】已知H(z)=z1，分析其频率特性。解由H(z)=z1，可知极点为z=0，幅频特性|H(ej)|=1,相频特性()=，频响特性如图 2.6.3所示。用几何方法也容易确定，当=0转到=2时，极点向量的长度始终为1。由该例可以得到结论：处于原点处的零点或极点，由于零点向量长度或者极点向量长度始终为1，因此原点处的零极点不影响系统的幅频响应特性,但对相频特性有贡献。,图2.6.3H(z)=z1的频响特性,【例】设一阶系统的差分方程为y(n)=by(n1)+x(n)用几何法分析其幅度特性。解由

45、系统差分方程得到系统函数为式中，0b1。系统极点z=b，零点z=0，当B点从=0逆时针旋转时，在=0点，由于极点向量长度最短，形成波峰；在=点形成波谷；z=0处零点不影响幅频响应。极零点分布及幅度特性如图所示。,图2.6.4例2.6.3插图,N个零点等间隔分布在单位圆上，设N=8，极零点分布如图所示。当从0变化到2时，每遇到一个零点，幅度为零，在两个零点的中间幅度最大，形成峰值。幅度谷值点频率为：k=(2/N)k,k=0,1,2,N1。一般将具有如图所示的幅调用zplane和freqz求解本例的程序ep264.m如下:,ep264.m:例求解程序 B=1 0 0 0 0 0 0 0 1;A=1

46、;设置系统函数系数向量B和A subplot(2,2,1);zplane(B,A);绘制零极点图 H,w=freqz(B,A);计算频率响应 subplot(2,2,2);plot(w/pi,abs(H):绘制幅频响应曲线 xlabel(omegapi);ylabel(|H(ejomega)|);axis(0,1,0,2.5)subplot(2,2,4);plot(w/pi,angle(H);绘制相频响应曲线 xlabel(omegapi);ylabel(phi(omega);,运行上面的程序，绘制出8阶梳状滤波器的零极点图和幅频特性、相频特性如图2.6.5所示。,图2.6.5梳状滤波器的极零

47、点分布及幅频、相频特性,图2.6.6全通滤波器一组零极点示意,这就证明了（2.6.12）式表示的H(z)具有全通滤波特性。下面分析全通滤波器的零点和极点的分布规律。设zk为H(z)的零点，按照（2.6.4）式，必然是H(z)的极点，记为，则pkzk=1，全通滤波器的极点和零点互为倒数关系。如果再考虑到D(z)和D(z1)的系数为实数，其极点、零点均以共轭对出现，这样，复数零点、复数极点必然以四个一组出现。例如，zk是H(z)的零点，则必有零点、极点、。对实数零极点，则以两个一组出现，且零点与极点互为倒数关系。零极点位置示意图如图 2.6.6所示。,显然，（）式中极点和零点互为共轭倒易关系。其全

48、通特性的证明留作习题。应当注意，为了保证分子、分母多项式系数是实数，极点、零点分别以共轭对形式出现，当N=1时，零点、极点均为实数。全通滤波器是一种纯相位滤波器，经常用于相位均衡。如果要求设计一个线性相位滤波器，可以设计一个具有线性相位的FIR滤波器，也可以先设计一个满足幅频特性要求的IIR滤波器，再级联一个全通滤波器进行相位校正，使总的相位特性是线性的。,2.梳状滤波器 在前一节例中，曾提到具有如图所示的幅度特性的滤波器称为梳状滤波器，显然，梳状滤波器起名于它的幅度特性形状。下面介绍一般梳状滤波器的构成方法。设滤波器的系统函数为H(z)，我们知道，如果其频率响应函数H(ej)以2为周期。将H

49、(z)的变量z用zN代替，得到H(zN)，则相应的频率响应函数H(ejN)是以2/N为周期的，在区间0,2上有N个相同频率特性周期。利用这种性质，可以构成各种梳状滤波器。,例如，,零点为1，极点为a，所以H(z)表示一个高通滤波器。以zN代替H(z)的z，得到：当N=8时，零点为；极点为。H(zN)零极点分布和幅频响应特性绘制程序为fig267.m，其中a=0.2部分程序如下：,%图绘制程序：fig267.ma=0.2;B=1,0,0,0,0,0,0,0,-1;A=1,0,0,0,0,0,0,0,-a;subplot(2,2,1);zplane(B,A);title(a)零极点分布(a=0.2

50、,N=8)Hk,w=freqz(B,A,1024);%计算频响特性(a=0.2，N=8)subplot(2,2,2);plot(w/pi,abs(Hk)/max(abs(Hk);xlabel(omega/pi);axis(0,1,0,1.5);title(b)幅频特性(a=0.2,N=8)a=0.9;B=1,0,0,0,0,0,0,0,-1;A=1,0,0,0,0,0,0,0,-a;以下程序与a=0.2时相同(省略)。,运行本书程序集程序fig267.m，绘制出当N=8,a=0.2和a=0.9时，H(zN)的零极点分布和幅频响应特性曲线如图所示。,图2.6.7梳状滤波器的零极点分布和幅频响应特