开关电源基础与应用第5章.ppt

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1、第5章 大功率变换电路,5.1 基本变换电路 5.2 半桥变换电路的应用 5.3 推挽变换电路的应用 5.4 典型应用电路 5.5 谐振开关电源,5.1 基本变换电路5.1.1 基本变换电路原理1自激型推挽电路图5-1为推挽式开关电路的示意图。脉冲变压器初、次级都有两组对称的绕组，其相位关系如图所示，开关管用开关S表示。如果在S1、S2基极加入时序不同的正向驱动脉冲，加到S1基极的驱动脉冲t1使S1导通，待t1过后，驱动电路输出t2，再使S2导通。两者交替导通，通过变压器将能量传到次级电路，使VD1、VD2轮流导通，向负载提供能量。由于S1、S2导通电流方向不同，形成的磁通方向相反，因此推挽电

2、路与前述电路相比，提高了磁芯的利用率。磁芯在四个象限内的磁化曲线都被利用，在一定输出功率时，磁芯的有效截面积可以小于同功率的单端开关电路。此外，当驱动脉冲频率恒定时，纹波率也相对较小。,图5-1 推挽式开关电路,推挽式开关电路中，能量转换由两管交替控制。当输出相同功率时，电流仅是单端开关电源管的一半，因此开关损耗随之减小，效率提高。如果选用同规格的开关管组成单端变换电路，输出最大功率为150W。若使用两只同规格开关管组成推挽电路，输出功率可以达到400500W。所以，输出功率200W以上的开关电源均宜采用推挽电路。当滤波电感L电流连续时，输出输入电压表达式为,(5-1),图5-1所示的对称推挽

3、电路也有缺点：一是开关管承受反压较高，当开关管截止时，电源电压和脉冲变压器初级1/2的感应电压相串联，加到开关管集电极和发射极，因而要求开关管UECO2UCC。二是推挽电路相当于单端开关电路的对称组合，只有当开关管特性、脉冲变压器初级和次级绕组均完全对称，脉冲变压器磁芯的磁化曲线在直角坐标第、象限内所包括的面积才和第、象限曲线内面积相等，正、负磁通相抵消，否则磁感应强度+B和B的差值形成剩余磁通量，使一个开关管磁化电流增大，同时次级VD1、VD2加到负载上的输出电压也不相等，从而增大纹波，推挽电路的优势尽失。因此，这种推挽电路目前仅用于自激或它激式低压输入的稳压变换器中。因为低压供电，N1、N

4、2匝数少，且两绕组间电压差也小，一般采用双线并绕的方式来保证其对称性。,图5-2为饱和型推挽式自激变换器的基本电路。所谓饱和式，是指脉冲变压器工作在磁化曲线的饱和状态。电路通电以后，电流经电阻R1到正反馈绕组N3N4的中点，同时向VT1、VT2基极提供启动偏置。由于VT2的基极电路附加了R2，因此IB2、IC2小于IC1、IB1。启动状态,IC1IC2的结果使脉冲变压器中形成的磁通N1N2，合成总磁通量为N1N2，使VT1的导通电流起主导作用。因此，N1在各绕组中产生感应电势，正反馈绕组N3的感应电势形成对VT1的正反馈，使VT1集电极电流迅速增大。IC1的增大使N1激磁电流增大，磁场强度(H

5、)的增加使磁感应强度(B)增大，当到达磁芯饱和点时，即使磁化电流再增大也无法再使磁感应强度增大，即磁通量的变化为零。磁通量饱和的结果使其无变化，各绕组感应电压为零，VT1的正反馈消失，集电极电流IC1IB1迅速减小。正反馈绕组感应电压反相，使VT2导通，且IC2迅速增大，VT1截止。此过程中，由于磁芯的饱和周而复始地进行，VT1、VT2轮流导通，初始电流方向随之不断改变，因而在次级感应出双向矩形脉冲。因此推挽变换器次级可以通过全波或桥式整流向负载供电。,图5-2 饱和型推挽式变换器基本电路,自激推挽式变换器也有缺陷。首先是自激推挽式开关电路的驱动脉冲是双向的。在图5-2中，当VT1导通期间，N

6、3的感应脉冲是以正脉冲形式加到VT1的基极，此时VT2处于截止状态，N4的感应脉冲以负脉冲形式加到VT2基极。当开关管或脉冲变压器进入饱和状态时，首先是正反馈脉冲减小，随IBIC而使正反馈脉冲反相。由于双极型开关管有少数载流子的存储效应，IB的减小，甚至IB=0时，其IC不会立即截止，而正反馈脉冲的反相却可以使另一只开关管立即导通，因此，在VT1、VT2交替过程中必然出现两管同时瞬间导通。因两管集电极电流通过脉冲变压器形成反向磁场，而使脉冲变压器等效电感量减小，开关管电流增大。正因为如此，这种变换器的工作频率一般只在2000Hz左右，以减小两管交替导通过程中造成的共态导通损耗。这是推挽式变换器

7、应用于高压开关电源所必须解决的第一个问题。,所有用于高压开关电路的开关管绝对都只采用NPN型，这点是由半导体器件工艺所决定的。现有PNP型管的UCEO最大也极少超过300V，因此高压变换器也只能采用全NPN型开关管。由图5-2看出，当VT1导通时，VT2为截止状态，其集电极电压为N2的感应脉冲和电源电压之和，即2UCC。如果用于输入整流供电的高压变换器，VT1、VT2最高集电极和发射极之间电压将是600V以上，达到此要求的只有NPN型开关管。两管均为NPN管的结果是，其导通时驱动脉冲均为正向脉冲，如自激式变换器相同的双向脉冲。为了避免截止状态反相驱动脉冲击穿开关管的b-e结，必须在驱动电路增加

8、必要的保护措施，否则即使不击穿b-e结，也会使开关管处于深度截止状态，要想使其进入导通状态，势必增加正向驱动电流，因而使驱动功率增大，变换器效率降低。,以上两个问题不仅使自激推挽式电路效率降低，同时也不适宜作高压输入的变换器。很明显，自激推挽式开关电源只能组成无稳压功能的变换器，而不能用于开关电源，因为要同步控制两管的通断占空比，电路必然较复杂，且难以达到完全对称地控制。此类变换器一般采用在输出端设置耗能式稳压的方式。截至目前为止，推挽式、桥式变换器都采用它激电路，以便于在驱动脉冲输出之前进行PWM控制。,饱和型变换器是利用输出脉冲变压器的磁饱和现象使开关管由导通变为截止，使推挽式电路的两只开

9、关管轮流通、断。脉冲变压器为了转换输出功率，铁芯的截面积必然较大，而要达到磁通量的饱和所需磁化电流也较大，使开关管损耗增大。因此在饱和型变换器的设计中，都尽量选择开关管的工作状态在脉冲变压器的磁化曲线开始进入饱和状态之初，首先让开关管进入饱和区，使开关电路翻转，以减小开关管在变压器磁通饱和以后的大电流增长，降低开关管损耗。但是，无论是设计还是调试，要保持这两者的严密关系都是十分困难的。所以此类变换器常采用双变压器的电路形式。,上述饱和型变换器中，脉冲变压器T有双重功能：一是通过正反馈绕组使开关管以自激振荡的形式完成开关动作，进行DC/AC的变换。为了使开关动作持续地、两管交替地进行，脉冲变压器

10、工作在磁饱和状态。二是将DC/AC转换后的双向矩形波通过设计的圈数比耦合到次级，通过整流、滤波成为直流电。双变压器饱和型变换器中，则将上述两种功能分别采用驱动变压器和输出变压器来完成。输出变压器只转换输出功率，驱动变压器则工作于饱和状态，控制开关管的通/断。,2桥式变换电路全桥变换器电路原理如图5-3所示。4只极性相同的开关管VT1VT4组成桥式电路接法的4个臂，变压器初级作为负载电路接于两臂中点之间。VT1和VT4为一对，VT2和VT3为另一对，互补导通，即一对导通时另一对截止。当开关管成对轮流导通时，脉冲变压器初级连续通过方向相反的电流，将输入直流变成双向对称的矩形脉冲，脉冲变压器次级通过

11、全波整流滤波，输出稳定的直流电。,图5-3 全桥变换器电路原理图,桥式开关电路每个导通周期两只开关管与脉冲变压器初级都是串联的，因此加在每只开关管的最高耐压为推挽式电路的1/2，即等于输入电压，这非常适合大电流低反压开关管的应用。例如，普通单端、推挽式开关电路，常用反压UCEO800V的开关管，而桥式电路中开关管UCEO大于400V也比较安全了。开关管功耗PCM一定时，UCEO低的管子其ICM也必然较大，相对地使桥式开关电路上限输出功率增大。此外，桥式电路中脉冲变压器T的初级通过的是对称的方波，理论上无直流成分磁化电流，因而其磁通量为交变磁通，无恒定磁场，使脉冲变压器的有效利用率提高，减小了开

12、关电源的体积和重量。更重要的是，桥式开关电路的脉冲变压器初级只需要一组绕组，不存在对称的问题，且初级最高电压为输入电压，这使得脉冲变压器的结构大为简化。因此桥式电路被广泛用于kW级的大功率开关电源中。,在图5-3所示的全桥逆变电路中，互为对角的一对开关管轮流同时导通，在变压器初级侧形成交变电压，传递到次级，经整流滤波后输出，改变占空比即可改变输出电压。当VT1与VT4开通后，二极管VD1和VD4处于通态，电感L的电流逐渐上升；VT2与VT3开通后，二极管VD2和VD3处于通态，电感L的电流也上升。VT1和VT2断态时承受的最高电压为Ui。如果VT1、VT4与VT2、VT3的导通时间不对称，则N

13、1中的交变电压中将含有直流分量，会在变压器一次侧产生很大的直流电流，造成磁路饱和，因此全桥电路应注意避免电压直流分量的产生，也可以在一次侧回路串联一个电容，以阻断直流电流。设每对管导通时间为ton，开关周期为T，则在滤波电感电流连续时，输出电压与输入电压的关系表达式同式(5-1)。,3半桥变换电路半桥变换器电路原理如图5-4所示。VT1与VT2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压Ud的平均值，也就改变了输出电压Uo。VT1导通时二极管VD1处于通态，VT2导通时二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，VD

14、1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。VT1或VT2导通时，电感L的电流逐渐上升；两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。VT1和VT2断态时承受的最高电压为Ui。由于电容的隔离作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。,图5-4 半桥变换器电路原理图,当滤波电感L的电流连续时，输出输入电压表达式为,(5-2),半桥式开关电路省去两只开关管，采用连接电容分压方式，使开关管c-e极电压与桥式电路相同，同时驱动电路也大为简化，只需两组在时间轴上不重合的驱动脉冲，两组驱动电路的参考点为各自开关管的发射极，显然

15、比桥式电路的形式简单得多。根据上述原理，当采用相同规格开关管时，半桥式负载端电压为Uin/2，输出功率为桥式电路的1/4。半桥式电路具有全桥式电路的所有优势，因此其应用比全桥式更普遍。,4正激变换电路正激变换器电路原理如图5-5所示。开关管VT开通后，变压器绕组N1两端的电压为上正下负，与其耦合的N2绕组两端的电压也是上正下负，因此VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长。VT关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。当VT关断后，变压器的激磁电流经N3绕组和VD3流回电源，所以开关管VT关断后承受的电压为,(5-3),图5-5 正激变换器电路原理图,此时要考虑变压器磁芯复位问题。开

16、关管VT开通后，变压器的激磁电流由零开始，随着时间增加而线性地增长，直到VT关断。为防止变压器的激磁电感饱和，需要设法使激磁电流在VT关断后到下一次再开通的一段时间内降回零，这一过程称为变压器的磁芯复位。变压器的磁芯复位时间为,(5-4),在电感电流连续的情况下，输出电压表示为,(5-5),输出电感电流不连续时，输出电压Uo将高于US的值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下，输出电压为,(5-6),5反激变换电路 反激变换器电路原理如图5-6所示。反激电路中的变压器T起着储能元件的作用，可以看做是一对相互耦合的电感。,图5-6 反激变换器电路原理图,电路的工作过程：VT开通后，VD处于

17、断态，N1绕组的电流线性增长，绕组电感储能增加；VT关断后，N1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过N2绕组和VD向输出端释放。VT关断后的电压为,(5-7),反激电路的工作模式分为电流连续模式和电流断续模式。(1)电流连续模式：当VT开通时，N2绕组中的电流尚未下降到零。输出电压和输入电压关系见式(5-2)。(2)电流断续模式：VT开通前，N2绕组中的电流已下降到零。输出电压高于计算值,并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下,Uo。因此反激电路不能工作于负载开路状态。,5.1.2 不同电路的特点上述各种不同电路的特点比较如表5-1所示。,表5-1 各种电路比较,5.2 半桥变换电路的

18、应用5.2.1 降压电路桥式电路需要4组相互独立的驱动脉冲，其中每组开关管VT1、VT4和VT2、VT3的各自驱动脉冲的极性都相同，但是驱动信号的参考点不同。如果组成自激振荡电路，4组开关要得到相同幅度、不同时序的正反馈脉冲是相当困难的，考虑到4只开关管性能完全对称的要求难以达到，因此桥式开关电路极少被用于自激变换器中。,半桥式变换器具有桥式电路的所有优势，目前的MOSFET开关管、IGBT等高压大电流开关器件均可应用于半桥电路，半桥式开关电路的应用远比桥式电路更广泛。自激半桥式变换器的开关管耐压要求较低，目前输出功率200W以下的变换器中广泛采用半桥式变换电路。图5-7为半桥降压电路。图中T

19、1、T2和VT1、VT2组成半桥式开关电路，将输入整流后，约310V直流高压由开关电路变成双向矩形波，通过降压比的方式输出，经整流滤波获得与输入隔离的低压直流电。该电路代替工频变压器和整流滤波电路组成的低压直流电源，也称其为电子变压器。,图5-7 半桥式开关降压电路,开关管VT1、VT2组成半桥式开关电路，C1、C2串联接在输出电压两端，正常情况下，其中点电压为输入电压的1/2。该电压经输出变压器T2的初级绕组N1接于两只开关管的串联连接点上。当VT1导通时，+310V电压经VT1的c-e极加到T2绕组N1上端，N1下端接C1、C2的中点，因此，N1初级电压为310V150V=160V。当VT

20、2导通时，C1、C2分压值+160V经VT2的c-e极到输入电源的负极，电压也为160V。在T2初级绕组中，两管导通电流方向相反，T2次级输出对称的矩形波。,脉冲变压器T1为反馈变压器，其初级绕组N1通过C5、C6将T2的次级输出脉冲电压分压得到反馈脉冲，T1次级绕组N2、N3形成相位相反的两组驱动脉冲。根据图示的T1、T2相位关系，当VT1导通时，T1绕组N2输出与T2初、次级同相的脉冲，构成VT1的正反馈。而T1绕组N3则输出与T2初、次级相位相反的脉冲。因为VT2导通时，T2初级电流方向反向，故T1绕组N3构成VT2的正反馈电路。该变换器的反馈脉冲取自T2次级绕组，利用T2的降压比获得较

21、低的反馈电压，就不用另设低阻抗反馈绕组。,半桥式推挽电路输出的是双向矩形波，反馈脉冲也应是双向的，才能使VT1、VT2维持正反馈作用。电路中通过C5、C6分压取得相对于T2次级中点相位不同的脉冲，无论VT1还是VT2导通，都有正反馈作用。反馈电路中串联有电阻，目的是自动调整反馈量，避免反馈量过大而使开关管的存储效应增大。当负载电流减小或T2次级电压升高时，反馈电流随之增大，电阻通过电流增大，压降值急剧增大，反馈电流减小，以免此类电子变压器接近空载时击穿开关管。,5.2.2 振荡超声波电路自激振荡超声波发生器简化电路如图5-8所示。主电路采用半桥式电路。振荡电路与普通半桥式自激振荡电路有区别，虽

22、然两只开关管串联连接于输入电压两端，当VT1截止时，VT2无法从输入电压得到供电电压。VT2构成了陶瓷换能器的灌电流通路。根据图中脉冲变压器T标出的同名端可以看出，当两管之一导通时，VT1从N2得到正反馈脉冲，VT2从N3得到正反馈脉冲，以使导通后的开关管进入饱和区。该然后正反馈脉冲反相，一管截止，另一管开始导通至饱和。,图5-8 超声波振荡电路,这种反馈自激过程与自激半桥变换器是相同的，只是VT2的作用不同。该电路的负载是陶瓷换能器，是电能机械振动能量转换元件，有其自身的特性。当电路接通电源后，VT2集电极无供电电压，即使有启动偏置，也不可能导通。VT1由R2、R4得到启动偏置开始导通，正反

23、馈作用使其很快饱和。VT2饱和后，正反馈电压消失，集电极电流开始下降，T绕组N2、N3感应电压反相，VT2很快截止。在此过程中VT1输出矩形脉冲，通过T反馈绕组N1加到陶瓷换能器两端，使换能器转换为动能而产生形变发出超声波。当VT1截止后，换能器形变必然复位，在复位过程中，将存储的势能释放为电能，通过VT2释放。在此过程中，超声换能器产生与前述相反的振动。复位后的换能器随VT1的导通再次产生形变振动，重复上述过程。所以，称VT2为灌流开关，VT1为驱动开关。上述电路中，换能器串联于正反馈电路，在其固有频率时其阻抗最低，正反馈量也必然最大，因而振荡频率能自动跟踪换能器的固有谐振频率，始终使换能器

24、处于谐振状态。当作为清洗机时，即使换能器放入清洗液中其谐振频率有所变化，电路也能自动跟踪无需调整。,若要增大电路输出功率，将图5-7中电容器C1、C2改为与VT1、VT2相同规格的两只开关管VT3、VT4，使其成为桥式电路的另外两臂。根据桥式开关电路的工作原理，使原C1处的VT3与VT2同时导通，C2处的VT4与VT1同时导通。为了达到此目的，需要在T1增设两组次级驱动绕组，其中一组设为N4，用于驱动VT4，其相位与N2相同，另一组设为N5，与N3相位相同，用于驱动VT3，即成为全桥式自激变换器。,5.3 推挽变换电路的应用5.3.1 基于UC3524的低压电源1双端输出驱动器UC3524双端

25、输出驱动器UC3524以其优良的性能获得广泛运用，无论低压变换器还是大功率开关电源，都可由其组成可靠性较高的电路。该系列双端输出驱动器的内部电路见图5-9。,图5-9 UC3524内部电路结构,UC3524内部振荡器的周期T=RTCT，电容CT取值范围为1000pF0.1F，RT取值范围为1.8100k，其最高振荡频率为300kHz。UC3524内部设有驱动脉冲电路，通过控制PWM比较器的输出，使集成电路处于关闭状态，无驱动脉冲输出。UC3524的两组驱动输出级也采用集电极、发射极开路输出的NPN型双极型三极管，以便用于单端或推挽电路的驱动。两路输出脉冲，每路输出最大脉宽为45%。驱动推挽电路

26、时，次级电路得到两组正向脉冲分别使内部放大管轮流导通，其最大脉宽为90%。因为两组驱动输出极性相同，只是在时间轴上出现的序列不同，所以可以将两驱动输出脉冲并联，将输出最大脉宽90%的单端驱动脉冲，用于单端变换器。分成两路输出时，开关频率为振荡器频率的2倍；单端并联运用时，开关频率等于振荡频率。,2UC3524组成的推挽DC/DC电源UC3524每路输出驱动电流为100mAp-p，当组成大功率开关电源时，可通过外加驱动脉冲放大器提高驱动能力。此种方法可使UC3524驱动500W以上输出功率的开关电源。UC3524也可以组成几瓦或几十瓦的小功率稳压电源。下面以UC3524组成的低压推挽开关电源为例

27、说明其应用方式。电源输入电压为1228V，输出稳定的5V/5A低压供电，电路见图5-10。,图5-10 UC3524组成的推挽DC/DC电源电路,电源中UC3524的各脚功能及外围元件作用如下：1脚：内部误差检测放大器A的差分放大器反向输入端。稳压器的5V输出经R1、R2进行21分压输入1脚。2脚：误差放大器A的正相输入端，将16脚输出的内部基准电压经R3、R4进行21分压做为误差检测的基准电压。当1脚取样电压升高时，差分放大器输出电压降低，送至脉宽调制器B，使输出脉冲占空比减小。差分放大器的输出电压与输出脉冲占空比有近似的线性关系，输出电压3.5V时，脉冲占空比为45%；输出电压降为1.5V

28、时，脉冲占空比降为10%；输出电压1V时，脉冲占空比为零，无驱动脉冲输出。1、2脚间共模输入电压在1.83.4V范围内。,3脚：内部振荡器锯齿波输出端(未用)。4、5脚：分别为开关电流限制放大器的+、取样输入端。开关电流通过外接电流取样电阻R7，变成与电流成正比的取样电压，输入4、5脚。当取样电压上升到200mV时，输出脉冲占空比降低为最大占空比的25%；取样电压升到210mV时，占空比变为零，驱动脉冲被关断。图中原设计R7为0.1，所以VT1、VT2的电流被限制在2.1A。4、5脚共模输入电压在0.7+1V范围内。6脚：外接定时电阻端，设定RT的充电电流也即控制RT的充电时间。,7脚：外接定

29、时电容端。CT的值和RT共同决定振荡周期：T=RT(k)CT(F)。按图示C2、R5的数值，其周期T为30s，锯齿波频率为33kHz，死区时间为0.7s。8脚：接地端。9脚：误差放大器的输出端，用以接入C3、R6组成的相位校正电路，以稳定误差放大器的工作状态，防止高频自激。10脚(未用)：PWM脉冲输出控制端。当此端输入1V以上的高电平时，将误差放大器输出端(即PWM比较器B的输入端)电平钳位于0.3V，使输出脉冲占空比为零，驱动脉冲被关断。此高电平关断特点既可用于电源ON/OFF人为控制，也可用于过电压保护等电路。,11、14脚：内部两路驱动级NPN双极型三极管的发射极引出端。12、13脚：

30、内部两路驱动级NPN管的集电极引出端。为了驱动外电路NPN开关管VT1、VT2，两管集电极由电阻R8、R9提供工作电压，两管发射极经电阻R10、R11接地，因此，内部驱动级构成射极输出器，使其有较低的内阻和较强的驱动能力，同时输出正向的驱动脉冲驱动VT1、VT2。15脚：电源输入端。16脚：5V基准电压输出端。最大电流为50mA，在输入电压允许范围内其误差小于1%。如果外设保护电路，也可以组成高稳定度的5V电源。,5.3.2 基于UC3524的高压电源1电源结构高压DC/DC电源电路如图5-11所示。输入为DC 310V高压，输出为DC 24V。另外，由+24V经二次稳压输出的+12V和+5V

31、，向控制系统供电。12V电压由单独整流电路输出，并经二次稳压后向机内控制系统供电。UC3524原有的两路驱动输出电流仅100mA，不足以驱动开关管。为了达到增大输出功率的目的，在UC3524的11、14脚输出端加入推挽驱动放大器VT104、VT103，通过耦合变压器T102驱动开关管。T102的初、次级相位关系既保持了开关管驱动脉冲的极性，即仍为两组时序不同的正脉冲，同时还将UC3524与开关管相隔离，使电网输入与控制系统、开关电源输出部分不共地。,图5-11 高压DC/DC电源简化电路,图5-11中功率开关部分为典型的半桥式电路，其中VD102、VD103为钳位二极管。半桥桥臂其中一管导通时

32、，加在另一截止状态开关管c-e极的反向感应电压钳位，以避免其击穿。此外，二极管的导通电流和次级感应电压同时加在负载上，以提高半桥变换器的效率。R104、R106用以限制驱动电流，在半桥式开关电源调试中，选配R104、R106可抵消因T102参数不平衡而形成的半桥桥臂上VT101、VT102导通电流的差异。,2工作原理UC3524的1脚通过分压电阻R309、R310从24V输出端取样，2脚则通过电阻R313、R314将16脚输出的5V基准电压分压取样，两电压在差分放大器中检测出差值，控制输出脉宽，以稳定输出电压。1脚还具有软启动功能，C310为软启动电容。开机瞬间C310充电，UC为0V。24V

33、输出端电压经R309分压加在1脚，使输出脉宽随UC上升逐步增大到额定值，以避免开机瞬间大电流冲击损坏开关电源。UC3524的10脚为打印头故障保护和+5V输出过压保护端，通过R211、R212、晶闸管VS接入副电源的15V电压。当开关电源5V输出和打印头正常时，VS是关断的，10脚呈现低电平，UC3524正常工作。当二者之一出现故障时，检测电路输出高电平，VS导通，10脚输出高电平，开关电源停止工作。,4、5脚为负载过电流限制端。开关电源次级全波整流器输出的负极端串联接入小阻值电阻R0，负载电流在R0上产生左负右正的检测电压，其负端接入5脚，正端通过隔离的参考地送入4脚。如果只有检测电压加于4

34、、5脚，肯定电源不能加负载。因为4、5脚关断电压阈值仅210mV，即使R0小到0.02，开机负载电流也足以使4、5脚产生200mV以上的检测电压。为了提高4、5脚动作阈值电压，通过R306引入副电源+15V电压，与R305、R0分压，在5脚得到的正电压用以抵消R0上的部分电压降，以免正常状态4、5脚电流限制动作。当过流时R0负压降增大，加到5脚使UC3524关断输出脉冲。次级的滤波电路采用电感输入式滤波，开机后滤波电容C202通过电感L201充电。因为电感的自感电势抵制突变的充电电流，以此避免滤波电容初始充电的大电流使R0上压降增大，引起4、5脚内限制脉宽控制系统产生误动作。这种滤波方式不仅纹

35、波输出小，同时输出电压的负载调整率也好。UC3524的其他各脚运用与低压开关电源相同，此处不再重复。,为了使开关电源的输入与输出隔离，采用了独立的副电源和输入变压器。启动后由开关电源脉冲变压器专设绕组提供UC3524的工作电压。同样UC3524本身具有两组时序不同的驱动输出，不需考虑输入电压与输出电压的隔离问题，VT103、VT104可以以射极输出器形式直接驱动推挽式输出级。,5.3.3 逆变电源在UPS电路中，可以采用UC3524作为它激驱动器。图5-12为UPS-600逆变稳压部分电路。UPS的逆变器每只末级开关管(VT1/2VT3/4)的驱动电流必须大于10A以上，推挽每臂的驱动电流峰值

36、为20A以上。为了使UC3524输出的每臂仅100mA的脉冲电流达到上述要求，末级功率开关管首先与前级NPN管VT5、VT6组成达林顿连接，使驱动增益提高，在达林顿组合之前，再加一级对称射级输出放大，输出功率达到600W，驱动电流已足够。,图5-12 UC3524组成的UPS电源部分电路,为了对逆变的方波电压进行稳压控制，变压器T1设有取样绕组，正常时输出27V电压，经VD3、VD6整流，R3与RV2、R60分压送入UC3524的1脚取样输入端，16脚输出的5V基准电压经R55、R56分压约2V，送入2脚，检测误差电压控制方波的占空比，以稳定输出电压。,5.3.4 TL494及其应用1TL49

37、4电路功能TL494为双端图腾柱输出的PWM脉冲控制驱动器，总体结构比同类集成电路UC3524更完善。TL494内部电路框图见图5-13。TL494内部电路如下：(1)内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率为,(5-8),图5-13 TL494内部电路框图,(2)内部设有由比较器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转，控制两路输出之间的死区时间。当4脚输出电平升高时，死区时间增大。(3)触发器的两路输出设有控制电路,使VT1、VT2既可输出双端时序不同的驱动脉冲,驱动推挽开关电路和半桥开关电路,也可输出同相序的单端驱动脉冲,驱动单端开

38、关电路。(4)内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。,(5)输出驱动电流单端达到400mA，能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。双端输出为2200mA，加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和半桥式电路。若用于驱动MOSFET管，则需另加入灌流驱动电路。TL494的各脚功能及参数如下：1、16脚：误差放大器A1、A2的同相输入端。最高输入电压不超过UCC+0.3V。2、15脚：误差放大器A1、A2的反相输入端。可接入误差检出的基准电压。,3脚：误差放大器A1、A2输出端。集成电

39、路内部用于控制PWM比较器的同相输入，当A1、A2任一输出电压升高时，控制PWM比较器的输出脉宽减小。同时，该输出端还引出端外，与2、15脚间接入RC频率校正电路和直流负反馈电路，稳定误差放大器的增益以及防止其高频自激。3脚电压反比于输出脉宽，也可利用该端功能实现高电平保护。4脚：死区时间控制端。当外加1V以下的电压时，死区时间与外加电压成正比。如果电压超过1V，内部比较器将关断触发器的输出脉冲。5脚：锯齿波振荡器外接定时电容端。,6脚：锯齿波振荡器外接定时电阻端。一般用于驱动双极型三极管时需限制振荡频率小于40kHz。7脚：共地端。8、11脚：两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。当通过

40、外接负载电阻引出输出脉冲时，为两路时序不同的倒相输出，脉冲极性为负极性，适合驱动P型双极型开关管或P沟道MOSFET管。此时两管发射极接共地。9、10脚：两路驱动放大器的发射极开路输出端。当8、11脚接VCC，在9、10脚接入发射极负载电阻到地时，输出为两路正极性图腾柱输出脉冲，适合于驱动N型双极型开关管或N沟道MOSFET管。,12脚：VCC输入端。供电范围适应840V。13脚：输出模式控制端。外接5V高电平时为双端图腾柱式输出，用以驱动各种推挽开关电路。接地时为两路同相位驱动脉冲输出，8、11脚和9、10脚可直接并联。双端输出时最大驱动电流为2200mA，并联运用时最大驱动电流为400mA

41、。14脚：内部基准电压精密稳压电路端。输出5V0.25V的基准电压，最大负载电流为10mA。用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。RT取值范围1.8500，CT取值范围4700pF10F,最高振荡频率fOSC300kHz。,2TL494工作过程TL494在工作时，通过5、6脚分别接定时元件CT和RT。经相应的门电路去控制TL494内部的两个驱动三极管交替导通和截止，通过8脚和11脚向外输出相位相差180的脉宽调制控制脉冲。工作波形如图5-14所示。TL494若将13脚与14脚相连，可形成推挽式工作；若将13脚与7脚相连，可形成单端输出方式；为增大输出，可将两个三极管并联。,图5-14 TL

42、494的工作波形,3TL494构成的单端正激电源由TL494构成的200W、24V单端正激电源电路如图5-15所示。变换器供电电压120V，通过变压器T初级绕组加到开关管集电极，开关管VT为IGBT。TL494的8脚输出PWM控制脉冲，放大后加到开关管VT基极。输出经变压器T次级整流后输出24V直流电压Uo。输出电压Uo经R1、R2分压加至TL494的1脚，当Uo发生变化时，TL494内部比较器输出的脉宽也改变，通过TL494的8脚和11脚输出的驱动脉冲改变开关管VT的导通时间，从而实现稳压的目地。,基准电压14脚的另一路通过R9、R10分压后加到TL494内误差放大器2的反相端15脚，同相端

43、16脚接到过流检测电阻R12的一端。当输出电流超过8A时，R12上的电压经16脚使得内部误差放大器2输出高电平，使开关管导通时间缩短，关断输出。因为变压器绕组通过的都是单向脉冲激磁电流，如果没有每个周期都作用的去磁环节，剩磁通的累加可能导致出现饱和。这时开关管导通时电流很大，过压很高，造成开关管的损坏。电路中加入了稳压管VZD2和二极管VD1构成的磁芯复位电路，它把残存的能量引到稳压管VZD2处，VZD2的反向击穿、瞬时导通既可限制开关管的反压，又可使磁芯去磁。去磁电路与初级绕组或次级绕组并联均可，此电路仅适应于小功率变换器电路。,图5-15 TL494构成的单端正激电源电路,5.4 典型应用

44、电路5.4.1 自激多输出电源130型主机电源为典型多输出电源，有5V和12V输出。结构为半桥式变换器，采用自激启动方式向控制系统提供启动电压，省去了副电源，其电路结构具有代表性。130型电源主电路如图5-16所示。电源为半桥式推挽电路，为了在开机瞬间向控制驱动集成电路提供启动电压，半桥式开关电路中设有正反馈电路。开机后，正反馈电路使两只开关管首先产生自激振荡，在脉冲变压器次级产生双向矩形波，经整流、滤波输出低压直流电。因为自激振荡电路中无控制稳压系统，启动状态的开关电路仅是高压输入DC/DC变换器，其次级输出电压均无稳压功能。为了避免启动瞬间次级输出电压高于各组额定电压而损坏主机电路，该自激

45、振荡电路的正反馈量设置较低，使之在额定负载下输出电压较低。此时额定输出电压为12V，次级整流电路输出约910V，此电压送到驱动控制集成电路的供电端，使之启动，同时输出驱动脉冲关断自激振荡电路，转入它激驱动状态。,图5-16 130型电源主电路,图5-17 130型电源的驱动控制电路(IR3M02),5.4.2 节能灯控制器1节能灯控制器电路节能灯控制器主要有两个功能：一是启动高压脉冲发生器及其控制，二是向灯泡提供工作电压。节能灯控制器电路比较复杂，还有控制电路、稳压电路和保护电路。图5-18为高压节能灯控制器电路。该电路采用直流供电方式为灯泡提供工作电压，由脉冲变压器T2提供10kV的启动脉冲

46、。本节介绍的是由TL494组成的符合以上要求的降压式不隔离的开关稳压器，其最大输出功率可达300W以上。,图5-18 节能灯控制器电路,MOSFET管VT1、续流二极管VD3和滤波电容C1组成不隔离的降压开关电源。VT1为它激工作方式，TL494运用于两组输出脉冲并联的单端驱动方式，因此其10脚接地，使TL494内部两路驱动脉冲并联后输出，最大占空比为90%的单端驱动脉冲，由TL494的9脚和10脚并联输出，驱动电流可达400mA。VT3为驱动脉冲放大器，由其放大的驱动脉冲经T1变换阻抗后驱动VT1。VT3与VT1之间采用单极性脉冲变压器驱动电路。,2工作原理TL494的9脚和10脚输出正极性

47、驱动脉冲时VT3导通，在导通瞬间，T1绕组N2产生反电势，其极性是有点端为正。此时因VD6截止，T1绕组N3中无电流，在绕组N2中形成脉冲的前沿和持续部分，N2的漏感和分布电容将对脉冲前沿的上冲有较大影响。为了避免脉冲前沿的上冲，应尽量减小T1初、次级间漏感和分布电容，以免VT3被击穿。TL494驱动脉冲下降沿过后，VT3完全截止，T1初级感应电势反相，与供电电压串联加在VT3的集电极。如果T1初级激磁电流较大，VT3关断后存储能量也较大，除了部分能量通过次级绕组N1驱动灌流管VT2外，剩余磁能将会产生高于供电电压的反电势，这将威胁到开关电源的安全。为使磁场存储能量有释放通路，加入N3和VD6

48、。VT3截止后，反电势使VD6导通，感应电势向C4充电，充电电流使磁能释放，将反电势电压钳位于输入电压，使加到VT3集电极的电压限制在两倍供电电压。,由T1的同名端可以看出，VT3对VT1的驱动属正激式驱动，即VT3导通时VT1也导通，VT3截止时VT1也应立即截止。VT3截止时，N1感应脉冲反相，VT1栅-源结电容存储的电荷必须及时放掉，否则VT1的截止将被延迟。为了加速VT1的截止过程，设置了VD2和VT2组成的灌电流电路。N1感应电势反相，VD2、VT2同时导通，VT1栅-源极通过VT2迅速放电，VT1立即截止。适当选择R3、R4的值，可以使VT3截止期间N1的感应电势迅速下降，在下一个

49、导通周期开始前能量释放完毕，VD2、VT2截止，使VT1随VT3的导通而导通。需注意的是，T1必须选择剩磁极小的磁芯，其磁化曲线经过坐标轴零点。此类磁芯在大的磁化电流时不易饱和，一旦T1出现磁饱和，其电感量近似为零，VT3会因过流而损坏。VT1、L1、VD3和C1构成降压变换电路，将输入整流电压降低为70100V，向卤素灯提供启动电压和工作电压。VT1的栅极电路接入稳压管VZD1，用于限制过高的峰值脉冲。R1则使VT1栅、源极保持等电位，避免感应静电击穿VT1栅、源极。,驱动集成电路TL494在灯电源中的应用方式除采用单端输出驱动开关管外，TL494两组误差放大器同时控制脉冲宽度。第一路误差放

50、大器反相输入端2脚得到由14脚输出的5V基准电压，经RP、R10分压的取样基准电压，正相输入端1脚由降压输出电压经R21、R22分压取样。当另一组取样输入电压为零时，此路误差放大器通过PWM电路使降压输出电压为100V。第二路误差放大器的反相输入端16脚经限流电阻R23对R0的压降取样。R0串联于负载电路灯泡供电电路中，所以16脚取样电压随灯泡电流的变化而改变。利用这两路控制系统代替铁芯电感镇流器的功能，可实现灯泡的启动与稳定工作状态供电电压的转换。,电源接通时，TL494和VT3由投影机主机开关电源提供12V供电，VT1进入开关状态。若此时未按下投影灯启动键，降压式稳压器只受IC1的1脚取样