高频电子线路之调角与解调.ppt

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1、5.1 调角波的基本特征 5.2 变容管直接调频电路 5.3 间接调频电路5.4 扩展线性频偏的方法5.5 调角波的解调,第5章 调角与解调（非线性频率变换电路）,引言,频率调制和相位调制合称为角度调制(简称调角)。因为相位是频率的积分，所以频率的变化必将引起相位的变化，反之亦然。所以调频信号与调相信号在时域特性、频谱宽度、调制与解调的原理和实现方法等方面都有密切的联系。角度调制与解调属于非线性频率变换，比属于线性频率变换的振幅调制与解调在原理和电路实现上都要困难一些。由于角度调制信号在抗干扰方面比振幅调制信号要好得多，所以虽然要占用更多的带宽，但仍得到了广泛的应用。,其中，在模拟通信方面，调

2、频制比调相制更加优越，故大都采用调频制。所以，本章在介绍电路时，以调频电路、鉴频(频率解调)电路为主题，但由于调频信号与调相信号的内在联系，调频可以用调相电路间接实现，鉴频也可以用鉴相(相位解调，也称相位检波)电路间接实现，所以实际上也介绍了一些调相与鉴相电路。,5.1 调角波的基本特征,5.1.1 FM波与PM波一、FM波的表达式调制信号：载波：调频波：,其中，比例系数调频波最大角频偏：调频指数（最大相位偏移）单位：弧度,二、PM波的表示式调制信号：载波：调相波：其中，调相指数最大相位偏移 所以 调相波最大角频偏三、小结1.FM波:,2.PM波：,5.1.2 调角波的频谱1.将FM、PM写成

3、统一的调角波表示式：对该式进行分析，最终得到：其中，2.频谱特点分析：调角信号可以用角频率为wc的载波分量，角频率为 的上、下边频分量组成。,当n为偶数时，上、下边频幅度相等，符号相同 当n为奇数时，上、下边频幅度相等，符号相反，m的大小不影响Pav频谱结构与m有关，调制指数m越大，较大振幅的边频分量就越多，这时意味着边频功率增加，使载波功率与边频分量之间功率重新分配，提高传输功率。FM、PM非线性频谱变换不能用乘法器来实现。5.1.3 调角波的频谱宽度前提：略去分量振幅较小的分量部分，对于一定的m，随着n的增大，Jn(m)大小起伏，总的趋势减小,当n(m+1)时，Jn(m)均小于0.1，即J

4、m2(m)，Jm3(m)等1时，(宽带调角波)，其中mF：最大频率偏移，与调制信号频率无关 当增加，BW增加说明：有效频谱宽度BW，最大频偏wm。实际多音复杂信号调频时：3.一般情况下：,调频信号与调相信号的相同之处在于：(1)二者都是等幅信号。(2)二者的频率和相位都随调制信号而变化，均产生频偏与相偏。调频信号与调相信号的区别在于：二者的频率和相位随调制信号变化的规律不一样，但由于频率与相位是微积分关系，故二者是有密切联系的。(2)调频信号的调频指数mf与调制频率有关，最大频偏与调制频率无关，而调相信号的最大频偏与调制频率有关，调相指数mp与调制频率无关。,(3)从理论上讲，调频信号的最大角

5、频偏mc，由于载频c很高，故m可以很大，即调制范围很大。由于相位以2为周期，所以调相信号的最大相偏(调相指数)mf，故调制范围很小。,调频电路,调频有两种实现方法，分别为直接调频和间接调频。直接调频的特点是它的调频信号瞬时频率按调制信号规律变化。可以用调制信号直接控制振荡器的遮挡频率来实现直接调频。间接调频是利用调频与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其值进行调相，便可得到所需的调频信号。相应的原理框图见书259页 图521,正弦波振荡器,调相器（wc）,积分器,5.2 变容管直接调频电路,一、直接调频直接用控制信号去控制频率的变化 高频中常用L、C电路来产生振荡，并使L、C的电抗变化，从

6、而实现直接调频。1.定义：根据调频信号的瞬时频率随调制信号成线性变化这一基本特性，可以将调制信号作为压控振荡器的控制电压，使其产生的振荡频率随调制信号规律而变化，压控振荡器的中心频率即为载波频率。显然，这是实现调频的最直接方法，故称为直接调频。2.基本原理主要器件：变容二极管，其伏安特性与普通一样。,变容二极管是利用结的结电容随反向电压变化这一特性制成的一种压控电抗元件。变容二极管的符号和结电容变化曲线如图4.5.1所示。变容二极管结电容可表示为:其中为变容指数，其值随半导体掺杂浓度和结的结构不同而变化，j0为外加电压V=0时的结电容值，VD为结的内建电位差。静态工作点为VQ时，变容二极管结电

7、容为:,设在变容二极管上加的调制信号电压为：V(t)=Vmcos，则，所以 其中，电容调制度,3.变容管作为振荡回路总电容时调频电路等效交流电路见书267页 图528,为了使变容二极管能正常工作，必须正确地给其提供静态负偏压和交流控制电压，而且要抑制高频振荡信号对直流偏压和低频控制电压的干扰。所以，在电路设计时要适当采用高频扼流圈、旁路电容、隔直流电容等器件。电容CC很大，对高频短路，对低频和直流开路所以与Cj串联时不考虑。若变容管上加VQV(t)，就会使得Cj随时间变化（时变电容）。若忽略高频电压对Cj的影响，此时振荡频率为：,，当V(t)0时的振荡频率，调频信号的中心频率受VQ控制,振荡频

8、率随时间变化的曲线图,在(t)的表达式中，若=2，则得：,m最大角频偏，与Vm（输入信号幅值）成正比。不失真的线性调频。一般情况下，2，这时(t)可以展开成幂级数：,所以2时，会产生非线性失真，并受控于调制信号的2，3，等谐波分量。此时中心角频率也有偏移。,结论：调频波最大角频偏为减小非线性失真（2），应该设法使变容管工作在=2的情况下，即选用=2 的超突变结变容管。为减小中心角频率偏移，应该使m下降。4.变容管作为振荡回路部分电容的调频电路 在实际应用中，通常2，Cj作为回路总电容将会使调频特性出现非线性，输出信号的中心频率稳定度也将下降。因此，通常利用对变容二极管串联或并联电容的方法来调整

9、回路总电容C与电压V之间的特性。这时，加在变容管上的调制电压对整个LC回路的影响减小，故调频电路的最大线性频偏有所减小，但非线性失真和各种因素引起的载频不稳定性也有所减小。,变容二极管直接调频电路举例（a）实际电路（b）等效电路 该图是一个变容二极管部分接入调频电路。在电路里采用了两个变容二极管背靠背连接，这也是一种常用方式。,在变容二极管的直流偏压上不仅加有低频调制电压，而且叠加有回路里的高频振荡电压，故变容二极管的实际电容值会受到高频振荡的影响。若高频振荡电压振幅太大，还可能使叠加后的瞬时电压造成变容二极管正偏。采用两个变容二极管对接，从图中所示高频等效电路可知，两管对于高频振荡电压来说是

10、串联的，故加在每个管上的高频振荡电压振幅减半。对于直流偏压和低频调制电压来说，两管是并联关系，故工作状态不受影响。这种方式的缺点是调频灵敏度有所降低，因为两变容管串联后总结电容减半。,将上图（b）的振荡回路简化为下图，这就是变容管部分接入回路的情况。这样，回路的总电容为,所以瞬时角频率为：,式中，,当C1和C2的值确定后，可以求得附加中心角频率偏移：与调制信号成线性关系的一项：分析：与全接入时2 的情况相比较，m一定时，部分接入的，减小。C2的引入的作用是减小高频信号对CjQ的影响，调节C1，C2和VQ有利于降低非线性失真。,5.3 间接调频电路,1.实现间接调频的关键是如何进行相位调制：对以

11、上两波，由于sinwt与coswt就可通过微分或积分相互转化，所以它们的调制信号均为。从而将PM波通过积分或微分变为FM波。2.框图：其中关键电路是调相器3.通常，实现相位调制的方法有如下三种：矢量合成法，变容二极管调相，可变延迟法。,5.3.1 矢量合成法,一、基本原理这种方法主要针对的是窄带的调频或调相信号。对于单音调相信号：,当mp/12时，上式近似为：二、框图：下图所示的是普通调幅电路，调相电路和调频电路的基本原理框图比较。,5.3.2 变容二极管调相电路,可控相移网络是间接调频电路的关键部件，这种网络有多种实现电路，变容二极管相移网络是其中应用最广的一种。其电路原理就是利用调制信号控

12、制移相网络或谐振回路的电抗或电阻元件来实现调相。一、电路 图7.3.4（a）给出了变容二极管相移网络的实用电路，（b）是其高频等效电路。对于高频载波来说，三个0.001F的小电容短路，对于低频调制信号来说，三个0.001 F的小电容开路，4.7F电容短路。R3与C4为积分电路，L与Cj并联谐振回路，R1与R2为隔离电阻，C1与C2高频耦合电容。,二、分析 设调制信号V=Vmcost经4.7F电容耦合到变容二极管上，则由电感L和变容二极管组成的LC回路的中心角频率(t)将随调制电压而变化。当角频率为c的载波信号通过这个回路后，会发生什么变化呢?图7.3.5所示为LC回路中心角频率(t)与输入信号

13、中心角频率c相互变化关系。若将输入视为电流信号，输出视为电压信号，借助图7.3.5所示并联LC回路阻抗的幅频特性和相频特性，我们来讨论以下三种不同的情况：若LC回路中心角频率恒定为0，输入载波的角频率c=0，则称回路处于谐振状态，输出载波信号的频率不变，相移为零。,若LC回路中心角频率仍恒定为0，输入是载频c=0的等幅单频调频电流信号，瞬时角频偏为mcost，则回路处于失谐状态，如图7.3.5(a)所示。由于0附近的幅频特性曲线较平坦，故阻抗的幅值变化Z不大，最大变化量为Zm。若令输入电流振幅为I，则输出电压振幅就不是恒定的了，所产生的最大变化量为Vm=ZmI。然而，0附近的相频特性曲线较陡峭

14、，故产生的相移变化很大，最大变化量为m，即输出电压的相位与输入电流的相位不同，有一个最大相移为m的相位差。,与情况相反，若输入是角频率恒为c的载波信号，LC回路的中心角频率(t)发生变化，满足(t)=0+mcost，且0=c，如图7.3.5(b)所示，显然，回路也处于失谐状态，不过是由于回路阻抗特性曲线的左右平移而产生的。这时输出电压的振幅变化与相位变化与情况完全相似，从图 7.3.5 可以很清楚地看到。、情况下的LC回路均称为失谐回路。变容二极管相移网络属于第种情况。现在来分析这种情况下输出信号的相移表达式(t)。参照相同情况下LC回路中心角频率表达式，在m较小时，有:,在=2或者m较小时，

15、,因为输入载波角频率c=0，所以瞬时角频率差为：,根据前面对LC并联谐振回路的分析，当失谐不大时，回路输出电压与输入电流的相位差可近似表示为：当变容二极管相移网络的可变中心角频率(t)对于输入载波角频率c失谐不大时，二者之间的相位差，也就是载波信号通过相移网络产生的相移可用下式近似表示。,最大相移量,当m30o时，,由上式可见，变容二极管相移网络能够实现线性调相，但受回路相频特性非线性的限制，必须满足m30o，调制范围很窄，属窄带调相。为了增大调相指数，可以采用多个相移网络级联方式，之间用小电容耦合，对载频呈现较大的电抗，使各级之间相互独立。,谐振回路端电压：,则所以最大角频偏：,图7.3.6

16、是一个三级单回路变容二极管相移网络，可产生的最大相偏为90o。其中22k可调电阻用于调节各回路的Qe值，使三个回路产生相同的相移。图中470k电阻和3个并联0.022F电容组成积分电路。调制信号u(t)经过5F电容耦合后输入积分电路，0.022F电容上的输出积分电压控制变容二极管的结电容变化，回路电感L对于低频积分电压可视为短路。,5.4 扩展线性频偏的方法,一、直接调频与间接调频的区别 直接调频 间接调频 载波不稳定 与fc无关，载波稳定能获得较大的频偏，电路 最大角频偏受到限制 简单，调制功率小二、提高直接调频的最大线性频偏方法 对于晶振直接调频电路来说，它的最大线性频偏也受到晶振特性fc

17、的限制。显然，提高载频是扩展最大线性频偏最直接的方法。例如，当载频为100MHz时，即使最大相对线性频偏 仅0.01%，最大线性频偏也可达到10kHz，这对于一般语音通信也足够了。,然而，如要求进一步扩展最大线性频偏，可以采用倍频和混频的方法。设调频电路产生的单频调频信号的瞬时角频率为:1=c+kfVm cost=c+mcost 经过n倍频电路之后，瞬时角频率变成:2=nc+nmcost 可见n倍频电路可将调频信号的载频和最大频偏同时扩大为原来的n倍，但最大相对频偏仍保持不变。若再将瞬时角频率为2的调频信号与固定角频率为3=(n+1)c的高频正弦信号进行混频，则差频为 4=32=cnmcost

18、 可见混频能使调频信号最大频偏保持不变，最大相对频偏发生变化。,根据以上分析，由直接调频、倍频和混频电路三者的组合可使产生的调频信号的载频不变，最大线性频偏扩大为原来的n倍。如果将直接调频电路的中心频率提高为原来的n倍，保持最大相对频偏不变，则能够直接得到瞬时角频率为2的调频信号，这样可以省去倍频电路。下图给出了有关原理方框图。,三、提高间接调频的最大线性频偏方法 调相电路的调相指数mp受到变容管参数的限制，而调相信号的最大频偏fm又与mp成正比，故fm也受到限制。因此，间接调频电路的最大线性频偏受调相电路性能的影响和限制。这与直接调频电路最大相对线性频偏受限制不一样。为了扩展间接调频电路的最

19、大线性频偏，同样可以采用倍频和混频的方法。下面用一个例题来具体说明。例7.2 已知调制信号频率范围为40Hz15kHz，载频为90MHz，若要求用间接调频的方法产生最大频偏为75kHz的调频信号，其中调相电路mp=0.5，如何实现?,解：(1)若单独进行调相，则mp=0.5的调相电路对于最低调制频率Fmin和最高调制频率Fmax能够产生的频偏是不同的，分别为:fmmin=mpFmin=0.540=20 Hz fmmax=mpFmax=0.515103=75kHz(2)现采用包括调相电路在内的间接调频电路，则产生调频信号的最大相偏mf就应该是内部调相电路实际最大相偏mp，有 mf=fm/F=mp

20、 显然，此时的实际最大相偏mp与调制频率成反比，这是为什么呢?设输入间接调频电路的单频调制信号为:V1=Vm1cost,经增益为1的积分电路输出后为:V2=V2即为输入调相电路的信号，因此有:mp=可见，由于相同振幅的各调制分量经过积分电路后，振幅减小，且减幅程度与频率成反比，故造成不同调制频率分量在调相电路里所获得的实际最大相偏mp不一样，最小调制频率Fmin分量获得的mp最大。因为只有Fmin分量才能获得0.5这一实际最大相偏，故可求得此间接调频电路可获得的最大线性频偏:fm=mpFmin=0.540=20 Hz,(3)因为间接调频电路仅能产生最大频偏为20Hz的调频信号，与要求75 kH

21、z相差甚远，故可以在较低载频fc1上进行调频，然后用倍频方法同时增大载频与最大频偏。因为要求的相对频偏，故fc1=90106/3750=24kHz。由于24kHz作为载频太低，所以可采用倍频和混频相结合的方法。一种方案如图例7.2所示。,首先用间接调频电路在120kHz载频上产生fm1=18.3Hz(mp=0.46)的调频信号，然后经过四级四倍频电路，可得到载频为30.72MHz，fm2=4.685kHz的调频信号，再和fL=36.345MHz的本振进行混频，得到载频为5.625MHz，最大频偏仍为4.685kHz的调频信号。,5.5 调角波的解调,最后经过两级四倍频电路，就能得到载频为90M

22、Hz,fm=75kHz的调频信号了。,调角波的解调就是从调角波中恢复出原调制信号的过程。调频波的解调电路称为频率检波器或鉴频器(FD)，调相波的解调电路称为相位检波器或鉴相器(PD)。一、鉴频方法1.振幅鉴频法 调频波的振幅恒定，故无法直接用包络检波器解调。鉴于二极管峰值包络检波器线路简单、性能好，能否把包络检波器用于调频解调器中。,显然，若能将等幅的调频信号变换成振幅也随瞬时频率变化、既调频又调幅的FMAM波，就可以通过包络检波器解调此调频信号。用此原理构成的鉴频器称为振幅鉴频器。其工作原理如下图所示。,(a)振幅鉴频器框图；(b)变换电路特性振幅鉴频器原理图,2.相位鉴频法 相位鉴频法的原

23、理框图如下图所示。图中的变换电路具有线性的频率相位转换特性，它可以将等幅的调频信号变成相位也随瞬时频率变化的、既调频又调相的FMPM波。,相位鉴频法的原理框图,相位鉴频法的关键是相位检波器。相位检波器或鉴相器就是用来检出两个信号之间的相位差，完成相位差电压变换作用的部件或电路。3.直接脉冲计数式鉴频法 调频信号的信息是寄托在已调波的频率上。从某种意义上讲，信号频率就是信号电压或电流波形单位时间内过零点（或零交点）的次数。对于脉冲或数字信号，信号频率就是信号脉冲的个数。基于这种原理的鉴频器称为零交点鉴频器或脉冲计数式鉴频器。如果把FM波 FM脉冲 微分 脉冲形成 取平均分量 V。其原理框图见下图

24、。,5.5.1 斜率鉴频器,利用频幅转换网络将调频信号转换成调频调幅信号，然后再经过检波电路取出原调制信号，这种方法称为斜率鉴频。因为在线性解调范围内，解调信号电压与调频信号瞬时频率之间的比值和频幅转换网络特性曲线的斜率成正比。在斜率鉴频电路中，频幅转换网络通常采用LC并联回路或LC互感耦合回路，检波电路通常采用差分检波电路或二极管包络检波电路。一、鉴频原理：见下图,二、电路：书292页图5315,上图所示双失谐回路鉴频器利用两个失谐LC回路进行频幅转换，然后分别进行二极管包络检波，输出是两个检波电压的差值。,若1与2位置合适，两回路鉴频特性曲线中的弯曲部分互相补偿，相减后的鉴频特性不但线性好

25、，而且线性鉴频范围增大。三、讨论 这种电路的主要缺点是调试比较困难，因为需要调整三个LC回路的参数使之满足要求。,5.5.2 相位鉴频器,利用频相转换网络将调频信号转换成调频调相信号，然后经过鉴相器(相位检波器)取出原调制信号，这就是相位鉴频电路的工作原理。相位鉴频法的关键是相位检波器。相位检波器或鉴相器就是用来检出两个信号之间的相位差，完成相位差电压变换作用的部件或电路。若两路信号同时加于鉴相器，鉴相器的输出电压Vo就是瞬时相位差的函数。一、乘积型相位鉴频器 利用乘积型鉴相器实现鉴频的方法称为乘积型相位鉴频法或积分鉴频法。,2.鉴频原理：可参考书第295和299页,1.原理框图 它由移相网络

26、、乘法器和低通滤波器三部分组成。调频信号一路直接加至乘法器，另一路经相移网络移相后(参考信号)加至乘法器。其中相移网络不能改变输入信号的频率特性，仅仅是使输入信号附加一个相位的平移。线性相移网络通常是单谐振回路(或耦合回路)。,二、叠加型相位鉴频器 利用叠加型鉴相器实现鉴频的方法称为叠加型相位鉴频法。对于叠加型鉴相器，就是先将V1和V2相加，把两者的相位差的变化转换为合成信号的振幅变化，然后用包络检波器检出其振幅变化，从而达到鉴相的目的。1.原理框图,2.电路原理图,L1，C1与L2，C2为互感耦合的双调谐回路，作为鉴频器的频相转换网络。C0为隔直电容，L3为高频扼流圈,频率相位变换 频率相位

27、变换是由图(a)所示的互感耦合回路完成的。图(b)为次级回路的等效电路。初级电流在次级回路产生的感应电动势为,相位幅度变换根据图中规定的V1与V2的极性，原电路图的鉴相器可简化为下图形式。这样，在两个检波二极管上的高频电压分别为,合成矢量的幅度随V1与V2间的相位差而变化(FMPM AM信号)，如下图所示。,f=f0=fc时，VD1与VD2的振幅相等，即VD1=VD2，ff0=fc时，VD1VD2，随着f的增加，两者差值也将加大。,不同频率时VD1与VD2矢量图,检波输出 设两个包络检波器的检波系数分别为Kd1，Kd2(通常Kd1=Kd12=Kd)，则两个包络检波器的输出分别为vo1=Kd1V

28、D1，vo2=Kd2VD2。鉴频器的输出电压为,鉴频特性 由矢量图可以看出VD1与VD2的幅度与输入电压V1和V2之间的相位差有关。而包络检波器的输出电压又为VD1与VD2电压幅度之差值，最终可以得出如下结论：,按上式所画出的鉴频特性曲线如书第304页，图5330所示。结论：在线性区内，鉴频器可正常工作，超过线性区，鉴频器不能鉴频。鉴频特性曲线与 的关系：对V1曲线的影响：小于0.49时为单峰，且 增加，峰值减小；大于0.49为双峰，且 增加，峰值减小峰点向两边移动。对V2的影响：当 小于1时为单峰，增加，峰值减小，大于1时为双峰，增加，峰点向两边移动，但峰值不变。鉴频特性曲线与 关系：增加，

29、线性范围加宽；减小，线性范围变小，但曲线斜率高，即鉴频灵敏度高,5.5.3 比例鉴频器,当输入信号Vsm变化时，V2和V1均会发生变化，一般我们认为V2和V1不变。当V2和V1发生变化时，会引起检波管VD2与VD1变化，从而引起输出波幅变化寄生变化，故要求对这种变化幅度的波形进行加工，例如限幅电路。一、比例鉴频器电路图 比例鉴频器是一种类似于叠加型相位鉴频器，而又具有自限幅(软限幅)能力的鉴频器，其基本电路如下图所示。它与互感耦合相位鉴频器电路的频相转换部分相同，他们的区别在于：(1)两个二极管顺接；(2)接地点和输出点改变；,(3)在电阻(R1+R2)两端并接一个大电容C，容量约在10F数量

30、级。时间常数(R1+R2)C很大，约0.10.25s，远大于低频信号的周期。,二、基本工作原理：下图是比例鉴频器的简化等效电路，电压、电流如图所示。,鉴频特性分析：仍为两个两个检波器输出电压之差，但在相同条件下，输出电压比叠加型鉴频器减小了一半。,VD1与VD2包络变化反相，VC1与VC2增大量或减小量近似相等，即VC1+VC2=E0最终可以推导出：三、合成矢量图当f=fc时VD1m=VD2m，i1=i2，但以相反方向流过负载RL，所以输出电压为零；当ffc时，VD1mVD2m，i1i2，输出电压为负；当ffc时，VD1mVD2m，i1i2，输出电压为正。四、结论：1.输入信号频率变化时，VD

31、1m和VD2m也在变化，从而使VD1m/VD2m也变，实现鉴频。,2.输入信号Vsm幅度变化时，V1和V2也变化，同时增大或减小，导致VD1m和VD2m也同时增大或减小。3.抑制寄生调幅的物理实质：大容量C5维持VC1+VC2不变，始终为常数E0。4.要保证时常数(R1+R2)C大于寄生调幅干扰的几个周期。比例鉴频器存在着过抑制与阻塞现象。,章末小结：,(1)调频信号的瞬时频率变化f(t)与调制电压成线性关系，调相信号的瞬时相位变化(t)与调制电压成线性关系，两者都是等幅信号。对于单频调频或调相信号来说，只要调制指数相同，则频谱结构与参数相同，均由载频与无穷多对上下边频组成，即频带无限宽。但是

32、，当调制信号是由多个频率分量组成时，相应的调频信号和调相信号的频谱都不相同，而且各自的频谱都并非是单个频率分量调制后所得频谱的简单叠加。这些都说明了非线性频率变换与线性频率变换是不一样的。,(2)最大频偏fm、最大相偏m(即调制指数mf或mp)和带宽BW是调角信号的三个重要参数。要注意区别fm和BW两个不同概念，注意区别调频信号和调相信号中fm、m与其它参数的不同关系。(3)直接调频方式可获得较大的线性频偏，但载频稳定度较差；间接调频方式载频稳定度较高，但可获得的线性频偏较小。前者的最大相对频偏受限制，后者的最大绝对频偏受限制。采用晶振、多级单元级联、倍频和混频等措施可改善两种调频方式的载频稳定度或最大线性频偏等性能指标。,(4)在鉴频电路中，LC并联回路作为线性网络，利用其幅频特性和相频特性，分别可将调频信号转换成调频调幅信号和调频调相信号，为频率解调准备了条件。在调频电路中，由变容二极管（或其它可变电抗元件）组成的LC并联回路作为非线性网络，更是经常用到的关键部件。(5)限幅电路是鉴频电路中不可缺少的重要部分，它可以消除叠加在调频信号上面的寄生调幅，从而实现减小鉴频失真。,