滤波器原理与结构.ppt

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1、第六章 滤波器原理与结构,滤波器的原理及分类,6.1,常用模拟滤波器的设计,6.2,数字滤波器的基本网络结构及其信号流图,6.3,内容提要,数字滤波器属于线性时不变离散时间系统的范畴。它具有稳定性好、精度高、灵活性大等突出优点。本章主要介绍滤波器的原理及分类、常用模拟滤波器的设计方法及数字滤波器的基本结构,第一节 滤波器的原理及分类,一、滤波器基本概念,滤波器可以用描述线性时不变系统的输入输出关系的数学函数来表示，如图6-1所示。,图6-1 滤波器的时域输入输出关系,一、滤波器基本概念,若x(n)，y(n)的傅里叶变换存在，则输入输出的频域关系为：,在时域中输入输出关系用公式表示为,二、滤波器

2、分类,根据滤波器所处理的信号不同:主要分模拟滤波器和数字滤波器两种形式。从功能上分类:滤波器可以分为低通、高通、带通和带阻滤波器。它们的理想幅频特性如图6-3所示。,图6-3 各种理想滤波器的幅频特性,二、滤波器分类,从实现的网络结构或者从单位冲激响应分类:数字滤波器可以分成无限脉冲响应（IIR）滤波器和有限脉冲响应（FIR）滤波器。它们都是典型线性时不变离散系统，其系统函数分别为,(6-1),(6-2),三、数字滤波器技术要求,常用的数字滤波器一般属于选频滤波器。假设数字滤波器的传递函数 用下式表示,选频滤波器的技术要求一般由幅频特性给出，相频特性一般不作要求，但如果对输出波形有要求，则需要

3、考虑相频特性的技术指标，例如在语音合成、波形传输、图像信号处理等应用场合。如果对输出波形有严格要求，则需要设计线性相位数字滤波器。,三、数字滤波器技术要求,图6-4 低通滤波器的技术要求,第二节 常用模拟滤波器的设计,模拟滤波器按幅频特性可分为低通、高通、带通和带阻滤波器。设计滤波器时，总是先设计低通滤波器，再通过频带变换将低通滤波器转换成希望类型的滤波器。下面先介绍模拟低通滤波器的设计方法，然后再介绍模拟高通、带通、带阻滤波器的设计方法。,主要内容,一、巴特沃斯低通滤波器设计方法,巴特沃斯低通滤波器的幅度平方函数用下式表示,（6-8）,下降的速度与阶数N有关，N愈大，幅度下降的速度愈快，过渡

4、带愈窄。幅频特性和N的关系如图6-5所示。,；,一、巴特沃斯低通滤波器设计方法,图 6-5 巴特沃斯幅频特性和N的关系,一、巴特沃斯低通滤波器设计方法,低通巴特沃斯滤波器的设计步骤如下1）据技术指标、和，用式（6-18）求出滤波器的阶数N。2）按照式（6-14），求出归一化极点，将代入式（6-13），得到归一化传递函数。也可以根据阶数N，直接查表6-1，得到极点 和归一化传递函数。,一、巴特沃斯低通滤波器设计方法,3）将 去归一化。将 代入，得到实际的滤波器传递函数。其中3dB截止频率，如果技术指标没有给出，可以按照式（6-19）或式（6-20）求出。,一、巴特沃斯低通滤波器设计方法,图6-7

5、 例6-1幅频特性曲线,二、切比雪夫滤波器的设计方法,切比雪夫滤波器的幅频特性具有等波纹特性。它有两种型式：幅频特性在通带内是等波纹的、在阻带内是单调的切比雪夫型滤波器；幅频特性在通带内是单调的、在阻带内是等波纹的切比雪夫II型滤波器。采用何种型式切比雪夫滤波器取决于实际用途。,二、切比雪夫滤波器的设计方法,切比雪夫I型滤波器的设计方法。图6-8分别画出了阶数N为奇数与偶数时的切比雪夫I型滤波器幅频特性。其幅度平方函数用表示,（6-21）,二、切比雪夫滤波器的设计方法,图 6-8 切比雪夫型滤波器幅频特性,二、切比雪夫滤波器的设计方法,高阶切比雪夫多项式的递推公式为,（6-23）,图 6-9

6、N=0，4，5切比雪夫多项式曲线,二、切比雪夫滤波器的设计方法,图 6-10 切比雪夫型与巴特沃斯低通的,曲线,二、切比雪夫滤波器的设计方法,图 6-11 三阶切比雪夫滤波器的极点分布,二、切比雪夫滤波器的设计方法,切比雪夫I型滤波器的设计步骤如下：(1)确定技术要求、和,是 时的衰减系数，是 时的衰减系数，它们为,（6-35）,（6-36）,二、切比雪夫滤波器的设计方法,(2)求滤波器阶数N和参数(3)求归一化传递函数,二、切比雪夫滤波器的设计方法,为求，先按照式（6-29）求出归一化极点，i1，2，N。,（6-41）,将极点 代入式（6-33）得,(4)将 去归一化，得到实际的，即,（6-

7、42）,二、切比雪夫滤波器的设计方法,例6-2 设计低通切比雪夫滤波器，要求通带截止频率，通带最大衰减，阻带截止频率，阻带最小衰减。解：1)滤波器的技术要求,，,，,，,二、切比雪夫滤波器的设计方法,2)求阶数N和,，取N5,3)求,二、切比雪夫滤波器的设计方法,由式（6-41）求出N5时的极点，代入上式，得到,4)将 去归一化，得,二、切比雪夫滤波器的设计方法,在MATLAB中，可以利用函数cheblap设计切比雪夫I型低通滤波器。Cheblap的语法为：z,p,k=cheblap(n,rp)，其中n为滤波器的阶数，rp为通带的幅度误差。返回值分别为滤波器的零点、极点和增益。对于例题6-2可

8、以通过如下MATLAB程序完成。,二、切比雪夫滤波器的设计方法,stoprad=12000;passgain=0-1;stopgain=60;t1=sqrt(10(0-1*passgain)-1);t2=sqrt(10(0-1*stopgain)-1);n=ceil(acosh(t2/t1)/acosh(stoprad/passrad);z,p,k=cheb1ap(n,passgain);syms ra passrad=3000;hs1=k/(i*rad/passrad-p(1)/(i*rad/passrad-p(2)/(i*rad/passrad-p(3)/(i*rad/passrad-p(

9、4)/(i*rad/passrad-p(5);hs2=10*log10(abs(hs1)2);ezplot(hs2,-12000,12000);grid on;,二、切比雪夫滤波器的设计方法,得到滤波器的归一化极点位置为：-0.1665+1.0804i-0.4360+0.6677i-0.5389+0.0000i-0.4360 0.6677i-0.1665 1.0804i滤波器的增益系数：0.4095得到的滤波器的幅频特性曲线如图6-12所示，满足设计指标。,二、切比雪夫滤波器的设计方法,图6-12 例6-2幅频特性曲线,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,高通、带通、带阻

10、滤波器的传递函数可以通过频率变换，分别由低通滤波器的传递函数求得，因此不论设计哪一种滤波器，都可以先将该滤波器的技术指标转换为低通滤波器的技术指标，按照该技术指标先设计低通滤波器，再通过频率变换，将低通的传递函数转换成所需类型的滤波器的传递函数。为了防止符号混淆，先规定一些符号如下假设低通滤波器的传递函数用G(s)表示，；归一化频率用 表示，p称为归一化拉氏复变量。,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,所需类型（例如高通）滤波器的传递函数用 H(s)表示，；归一化频率用 表示，q称为归一化拉氏变量，H(q)称为归一化传递函数。,图 6-13 低通与高通滤波器的幅度特性,三

11、、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,（一）低通到高通的频率变换 设低通滤波器的 和高通滤波器 的幅度特性如图6-13所示。图中、分别称为低通的归一化通带截止频率和归一化阻带截止频率，和分别称为高通的归一化通带下限频率和归一化阻带上限频率。下面通过 和 的对应关系，推出其频率变换。由于 和 都是频率的偶函数，可以将 右边曲线和 曲线对应起来，低通的 从 经过 和 到0时，高通 的则从0经过 和 到，因此 和 之间的关系为,（6-43）,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,上式即是低通到高通的频率变换公式，如果已知低通，则高通 用下式转换,（6-44）,低

12、通和高通的边界频率也用式（6-43）转换。模拟高通滤波器的设计步骤如下（1）确定高通滤波器的技术指标 通带下限频率，阻带上限频率，通带最大衰减，阻带最小衰减。,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,（2）确定相应低通滤波器的设计指标按照式（6-43），将高通滤波器的边界频率转换成低通滤波器的边界频率，各项设计指标为：1）低通滤波器通带截止频率；2）低通滤波器阻带截止频率；3）通带最大衰减仍为，阻带最小衰减仍为。(3）设计归一化低通滤波器G（p）。（4）求模拟高通的H（s）。将G（p）按照式（6-44），转换成归一化高通H（q），为去归一化，将 代入H（q）中，得,三、模拟滤

13、波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,上式就是由归一化低通直接转换成模拟高通的转换公式。例6-3 设计高通滤波器，200Hz，100Hz，幅度特性单调下降，处最大衰减为3dB，阻带最小衰减 15dB。解：1）高通技术要求 200Hz，3dB 100Hz，15dB,（6-45）,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,归一化频率,，,2）低通技术要求,1，,3dB，,15dB,3）设计归一化低通G(p)。采用巴特沃斯滤波器，故,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,4）求模拟高通H（s）,，取N3,式中,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻

14、滤波器的设计,（二）低通到带通的频率变换低通与带通滤波器的幅频特性如图6-14所示。图中 和 分别称为带通滤波器的通带上限频率和通带下限频率；令B，称B为通带带宽，一般用B作为归一化参考频率。和 分别称为下阻带上限频率和上阻带的下限频率。另外定义，称 为通带的中心频率，归一化边界频率用下式计算，,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,现在将低通和带通的幅频特性对应起来，得到 和 的对应关系如表6-2所示。,图 6-14 带通与低通滤波器的幅频特性,表6-2 和的对应关系,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,由 和 的对应关系，得,（6-46）,由表6-

15、2知 对应，代入上式中，有,式（6-46）称为低通到带通的频率变换公式。利用该式将低通的边界频率转换成带通的边界频率。下面推导由归一化低通到带通的转换公式。由于,将式（6-46）代入上式，得到,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,将 代入上式，得到,为去归一化，将qs/B代入上式，得到,（6-47）,因此,（6-48）,上式就是归一化低通直接转换成带通的计算公式。,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,模拟带通滤波器的设计步骤如下（1）确定模拟带通滤波器的技术指标 带通上限频率，带通下限频率；下阻带上限频率，上阻带下限频率；通带中心频率，通带宽度。与以

16、上边界频率对应的归一化边界频率如下：，还需确定的技术指标有：通带最大衰减，阻带最小衰减。,三、模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计,（2）确定归一化模拟低通技术要求 取 和 的绝对值较小的；通带的最大衰减为，阻带最小衰减为。（3）设计归一化模拟低通G(p)。（4）由式（6-51）直接将G(p)转换成带阻滤波器H(s)。,，,，,第三节 数字滤波器的基本网络结构及其信号流图,数字滤波器设计首先就是根据给定技术指标设计出滤波器的系统函数H(z)或单位取样响应h(n)，然后再选择一定的运算结构将它转变为具体的数字系统。数字滤波器的实现，不管它有多么复杂，它所包含的基本运算只有三种，即

17、乘法、加法和单位延迟。数字滤波器就是这三种基本运算单元按照一定的算法步骤连接起来，而构成一定的数字网络来实现的。信号流图是表达数字滤波器网络结构较好的一种方法。图6-16给出了数字滤波器中三种运算单元的信号流图。,利用这些基本运算单元,可以方便地画出差分方程对应的流图。例如表征一简单的一阶FIR数字滤波器的差分方程为y(n)=x(n)+ax(n-1),其对应的信号流图如图6-17所示。表征最简单的一阶IIR数字滤波器的差分方程为y(n)=x(n)+ay(n-1),其对应的信号流图如图6-18所示。,图6-16 基本运算的信号流图,图6-17 一阶FIR数字滤波器的信号流图,图6-18 一阶II

18、R数字滤波器的信号流图,主要内容,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,对于特定的数字滤波器,表征它的差分方程或系统函数是唯一的,但由那些基本运算构成的算法可以有很多种。例如,可以写成+,也可写成。,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,尽管它们是同一系统函数,但具体算法却不同,因此对应的网络结构也不同。不同的网络结构将有不同的运算误差、稳定性、运算速度,所以网络结构也是数字滤波器研究的重要内容之一。IIR数字滤波器具有下列特点:单位冲激响应h(n)具有无限时宽,即其延伸到无限长;系统函数H(z)在有限Z平面(0|Z|)上有极点存在;存在着输出到输入的反馈,故其在结构上必须是递归型的。因此,对于同

19、一个IIR滤波器,尽管它可以有不同的结构,但它们都体现了上述特点。IIR数字滤波器的基本网络结构有以下几种。,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,（一）直接型IIR数字滤波器的直接型结构是以差分方程的系数,为依据的,它可以分为下面两类。（1）直接I型 这是直接由表征IIR数字滤波器的差分方程出发所得的网络结构。一个N阶IIR数字滤波器可以用一个N阶差分方程来描述,+,(6-52),显然,y(n)由两部分组成,其第一部分 是一个对y(n)依次延迟反馈N个单元的加权和。,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,第二部分 是一个对x(n)依次延迟M个 单元的加权和。两者都可以用一个链式延迟结构来构成,具

20、体结构如图6-19所示。由图可见,第一个网络实现零点,第二个网络实现极点,且共需M+N个延迟单元和相应的乘法器及M+N个加法器。直接I型网络的优点是物理概念清楚,缺点是使用的延迟单元太多。,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,图6-19 IIR直接I型,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,（2）直接II型(典范型)它是由IIR数字滤波器的系统函数出发直接得到的网络结构形式。将H（Z）分解成两个因子相乘,即,=,(6-53),其相应的框图如图6-20所示。,图6-20 H(z)的级联分解,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,式（6-53）中，=所对应的差分方程为,（6-54）,其中，为中间序列。

21、=所对应的差分方程为,（6-55）,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,据式（6-54）、式（6-55）可画出它的网络结构如图6-21a所示。显然它由两个链式延迟结构级联而成，第一个实现系统函数的极点，第二个实现系统函数的零点。两个串行延时支路都对时间序列 进行延迟，因此可予以合并，如图6-21b所示，以节省一半的延迟单元。与直接I型相比，除了节省了一半延迟单元外，仍然没有能克服其缺点，如参数，对滤波性能的控制不直接，因为它们与系统函数的零点、极点关系不明显，因而调整困难；极点对系数的变化过于灵敏，也就对字长效应十分敏感，以致会产生较大的误差，甚至出现不稳定现象。,一、IIR数字滤波器的基本网

22、络结构,a）b)图6-21 IIR直接型,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,（二）级联型级联型是以系统函数H(z)经因式分解后的零点、极点 为主要依据的数字滤波器结构形式，用零点、极点表示的系统函数H(z)为,（6-56）,因为、都是实数，所以、只有两种可能，或是实根或是成对的共轭复根，设有 个实零点，个互为共轭的复零点，个实极点，个互为共轭的复极点，则,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,式中,；。每一对复系数共轭因子合并起来就可以构成一个实系数的二阶因子，同时实数极点和实数零点也可分别成对合并，如果我们再将单实根因子也看成二阶因子的一个特例，即二次项系数等于零，那么整个H(z)就可以分解

23、为实系数二阶因子的形式，即,（6-57）,（6-58）,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,因此，整个滤波器可以用k个二阶网络级联起来构成，这些二阶网络也称为滤波器的二阶基本节或二阶环，如图6-22所示。,图6-22 使用直接型的级联结构,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,级联型结构的优点是：所用存储单元少；调整系数、就能单独调整滤波器的第i对极点；调整系数、则可单独调整滤波器第i对零点，且调整任何零点或极点都不会影响其它零极点；调整滤波器频率响应性能十分方便，它所包含的二阶环可以互换位置，零极点之间也可以自由搭配，可以找到最优化的组合，保证性能最佳，字长效应影响最小。级联结构的硬件简单，结

24、构规则，因此是一种主要的实用结构形式。当然它也有缺点，主要是较难控制各二阶环的电平，电平大了会产生溢出，小了信号会被噪声淹没。,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,（三）并联型如将系统函数H(z)展开成部分分式的形式，就可以用并联型的结构构成数字滤波器，即,（6-59）,每个子滤波器可选用二阶环实现，当然，也包括以下几种情况1)c，即 c,=0；2)=,即=0；3)=,即=0。,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,并联型数字滤波器的框图和典型流图分别如图6-23和图6-24所示。,图6-23 并联型框图,图6-24 并联型流图,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,并联型的优点是：运算速度快，可

25、以单独调整极点位置，各二阶环的误差互不影响，因此总的误差较小。缺点是：不能直接调整零点，因为多个二阶环的零点并不是整个系统函数的零点，所以当需要准确传输零点时不宜用并联型。例6-5 设IIR数字滤波器的传递函数为，试画出它的网络结构。解：将H(z)写成的多项式,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,其对应的差分方程为y(n)=8x(n)-4x(n-1)+11x(n-2)-2x(n-3)+(5/4)y(n-1)-(3/4)y(n-2)+(1/8)y(n-3)据此可以画出直接I型和直接II型结构，如图6-25所示。,直接I型,直接II型,图6-25 网络结构,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,如欲

26、采用级联型，则须对H(z)进行因子分解,据此可以画出，使用典范型作为子滤波器结构的级联结构的流图如图6-26所示。,图6-26 级联型结构,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,为实现并联形式，首先把H(z)写成 的展开式，然后再用部分分式展开，可得,H(z),+D,式中，A8，B20，C16，D16。因此有,H(z)16,若其中每一部分均采用典范型结构，则可得其流图如图6-27所示。,一、IIR数字滤波器的基本网络结构,图6-27 并联结构,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,FIR滤波器的主要特点是：系统的单位冲激响应h(n)仅在有限个n值处不为零；系统函数H（z）在|z|0处收敛，且有（N

27、1）阶极点在z0处，有（N1）个零点位于有限z平面的任何位置。因此FIR滤波器的结构主要是非递归结构，没有输出到输入的反馈。但在频率采样结构等某些结构中也包含有反馈的递归部分。FIR滤波器有以下几种基本结构形式。(-)直接型由于表征FIR数字滤波器的差分方程为,（6-60）,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,据此可以直接画出其对应的网络结构，它是x(n)延时链的横向结构，如图6-28所示，称之为直接型结构，也可称之为卷积型或横截型结构，也可画成图6-29的结构。图6-29和图6-28互为转置结构。,图6-28 FIR数字滤波器的直接型结构,图6-29 FIR数字滤波器直接结构的转置,二、FI

28、R数字滤波器的基本网络结构,（二）级联型如将H(z)写成二阶因式的乘积即可得FIR的级联型结构。,（6-61）,N/2表示取整，若N为偶数，则N1为奇数，故系数 中有一个为零，因为这时有奇数个根。与式（6-61）对应得网络结构表示于图6-30中，（N为奇数）图中每一个二阶因子都用直接型实现，其优点是零点便于调整，因为这种结构的每一节控制一对零点；缺点是其所需的乘法次数比卷积型多，因为系数 的个数比系数h(n)的个数多。,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,图6-30 FIR数字滤波器的级联型结构,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,（三）线性相位型FIR数字滤波器最重要的特点是可以设计成具有严

29、格的线性相位，这时它的单位冲激响应有如下特性,偶对称,（6-62）,奇对称,因此，当N为偶数时,（6-63）,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,当N为奇数时,（6-64）,式（6-63）意味着实现直接形式网络需N/2次乘法，而式（6-64）则仅需（N1）/2次乘法，它们都不像直接型结构那样需要N次乘法，图6-31a、b分别为它们对应的网络。,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,a)N为偶数,b)N为奇数图6-31 线性相位FIR数字滤波器的结构,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,（四）频率采样结构根据第四章的频域采样公式可知，一个FIR滤波器的传递函数H(z)可由H(k)经内插得到，即,（

30、6-65）,式中，为一有限单位冲激响应FIR系 统；为一无限单位冲激响应IIR系统。因此，数字滤波器的整个频率采样结构如图6-32所示。,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,图6-32 频率采样结构,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,是FIR型，它在Z平面单位圆上有N个等分的零点，即由 0得到,k0，1，,N-1,（6-66）,（6-67）,式（6-67）表明幅频特性|具有正弦波全波整流后的形状，因此称 是由N个延迟单元组成的梳状滤波器，如图6-33所示。,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,是IIR型，它在Z平面单位圆上有N个等分的极点，即由,图6-33 梳状滤波器的幅频特性,得,k0，1

31、，N1（6-68）,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,可见，对 处的响应是，所以说 是一个谐振频率为 的无耗谐振器。表明，的N个零点恰好能抵消 的N个极点，使整个系统变得非常稳定。且零极点的位置能直接控制，这正是频率采样型的特点。频率采样结构的主要优点是：在频率采样点，只要调整 就可以有效地调整频响特性，实际调整方便；只要h(n)的长度N相同，对于任何频响形状，其梳状滤波器部分和N个一阶网络部分结构完全相同，只是各支路增益 不同，这样，相同部分便于标准化、模块化。,二、FIR数字滤波器的基本网络结构,但它也有缺点，主要是：系统稳定是靠位于单位圆上的N个零极点抵消来保持的，但实际上寄存器都是有长度的，由于有限字长效应可能使零极点不能完全抵消，从而影响系统的稳定性；结构中 和 一般为复数，要求乘法器完成复数相乘，硬件实现不方便。为克服频率采样结构的这些缺点，可对频率采样结构作进一步的修正，具体修正方法请参考有关书籍。当采样点数N很大时，修正后的频率采样结构十分复杂，但对于窄带滤波器而言，大部分频率采样值 为零，从而使二阶网络个数大大减少，所以频率采样结构特别适用于窄带滤波器。,