高频西电教学课件：2高频电路基础.ppt

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1、1,第2章 高频电路基础,2.1 高频电路中的元器件2.2 高频电路中的基本电路 2.3 电子噪声2.4 噪声系数和噪声温度,2,2.1 高频电路中的元器件,各种高频电路基本上是由有源器件、无源元件和无源网络组成的。高频电路中使用的元器件与在低频电路中使用的元器件基本相同,但要注意它们在高频使用时的高频特性。高频电路中的元件主要是电阻(器)、电容(器)和电感(器),它们都属于无源的线性元件。一、高频电路中的元件 1、电阻 一个实际的电阻器,在低频时主要表现为电阻特性,但在高频使用时不仅表现有电阻特性的一面,而且还表现有电抗特,3,性的一面。电阻器的电抗特性反映的就是其高频特性。一个电阻R的高频

2、等效电路如图2-1所示,其中,CR为分布电容,LR为引线电感,R为电阻。通常，表面贴装电阻的高频特性好于金膜电阻，金膜电阻好于炭膜电阻，线绕电阻的高频特性最差。,图 2-1 电阻的高频等效电路,4,2、电容 由介质隔开的两导体即构成电容。一个电容器的等效电路却如图2-2（a）所示。理想电容器的阻抗1/(jC),如图2-2（b）虚线所示,其中,f为工作频率,=2f。高频电路中常常使用片状电容和表面贴装电容，因为其高频特性较好。,图2-2 电容器的高频等效电路(a)电容器的等效电路;（b）电容器的阻抗特性,自身谐振频率,容性区,感性区,5,3、电感 电感的作用：谐振元件、滤波元件、阻隔元件。电感的

3、耗损：电感一般都是由导线绕制的，一般都有一定直流电阻，同时由于存在涡流、磁滞和电磁辐射等损失，所以电感就存在耗损。品质因素：定义为电路中无功功率与有功功率之比，是专门用来描述电路的能量耗损的。高频电感器与普通电感器一样,电感量是其主要参数。电感量L产生的感抗为jL,其中,为工作角频率。,6,高频电感器也具有自身谐振频率SRF。在SRF上,高频电感的阻抗的幅值最大,而相角为零,如图2-3所示。,图 2-3 高频电感器的自身谐振频率SRF,感性区,容性区,7,二、高频电路中的有源器件 用于低频或其它电子线路的器件没有什么根本不同。1、二极管 二极管的作用：半导体二极管在高频中主要用于检波、调制、解

4、调及混频等非线性变换电路中,工作在低电平。常用高频二极管的类型：(1)点触式二极管：其最高工作频率约200300MHz(2)表面势垒二极管：其最高工作频率约200300MHz(3)变容二极管：其电容随偏置电压变化而变化。,8,2、晶体管与场效应管（FET）在高频中应用的晶体管仍然是双极晶体管和各种场效应管，通常这些管子比用于低频的管子性能更好,在外形结构方面也有所不同。高频晶体管有两大类型:(1)一类是作小信号放大的高频小功率管,对它们的主要要求是高增益和低噪声;(2)另一类为高频功率放大管,除了增益外,要求其在高频有较大的输出功率。,9,3、集成电路 用于高频的集成电路的类型和品种要比用于低

5、频的集成电路少得多,主要分为通用型和专用型两种。目前通用型的宽带集成放大器，其增益可达5060dB甚至更高，其工作频率可达100200MHz甚至更高。,10,本节将介绍高频电路中常用的基本（无源）电路，也称无源组件或无源网络，这些无源组件或无源网络主要包括：高频振荡（谐振）回路、高频变压器、谐振器与滤波器等,它们完成信号的传输、频率选择及阻抗变换等功能。,2.2 高频电路中的基本电路,11,一、高频振荡回路 高频振荡回路是高频电路中应用最广的无源网络,也是构成高频放大器、振荡器以及各种滤波器的主要部件,在电路中完成阻抗变换、信号选择等任务,并可直接作为负载使用。1、简单振荡回路(只有一个回路)

6、振荡回路就是由电感和电容串联或并联形成的回路。只有一个回路的振荡电路称为简单振荡回路或单振荡回路。(1)、并联谐振回路 1）电路结构,12,图2-4 并联谐振回路及其等效电路、阻抗特性和辐角特性(a)并联谐振回路;（b）等效电路;（c）阻抗特性;（d）辐角特性,并联谐振回路的并联阻抗为：,(2-1),感性区,容性区,13,回路谐振时，虚部应为零，即：,14,2）谐振频率：定义使感抗与容抗相等的频率为并联谐振频率0。令Zp的虚部为零,求解方程的根就是0,可得,式中,Q为回路的品质因数,有：,（2-4）,（2-2）,（2-3）,15,4）谐振电阻：回路在谐振时的阻抗最大,为一纯电阻R0：,（2-5

7、）,由前面分析可知，若电感的耗损电阻越小，回路的Q值越高，其谐振电阻R0越大。,3）特征阻抗：定义为,（2-6）,16,（2-7）,（2-9）,并联回路通常用于窄带系统,此时与0相差不大,式（2-7）可进一步简化为,式中,=-0。称为广义失谐。对应的阻抗模值与相角分别为,5）相位特性,高Q时，由式(2-1)可得：,17,在实际应用中,外加信号的频率与回路谐振频率0之差=-0表示频率偏离谐振的程度,称为失谐。当与0很接近时,18,（2-12）,（2-14）,图2-5 表示了并联振荡回路中谐振时的电流、电压关系。,19,6）通频带（半功率点频带）当保持外加信号的幅值不变而改变其频率时,将回路电流值

8、下降为谐振值的 时对应的频率范围称为回路的通频带,也称回路带宽,通常用B来表示。令上式等于,则可推得=1,从而可得带宽为：,(2-10),20,7）矩形系数：定义为阻抗的幅频特性下降为谐振值的0.1时的频带宽度与阻抗的幅频特性下降为谐振值的0.707时的频带宽度之比。即其中：B0.1谐振曲线下降为谐振值的0.1时的频带宽度 B0.707谐振曲线下降3dB的频带宽度矩形系数是大于1的（理想时为1），矩形系数越小，回路的选择性越好。对于单级简单并联谐振回路，可以计算出其矩形系数为：,(2-11),21,需要说明的几点：通过前面分析可知(1)回路的品质因素越高，谐振曲线越尖锐，回路的通频带越狭窄，但

9、矩形系数不变。因此，对于简单（单级）并联谐振回路，通频带与选择性是不能兼顾的。(2)前面的结论均是在“高Q”情况下，如果Q值较低，并联谐振回路的谐振频率将低于高Q时的谐振频率，并使谐振曲线和相位特性随着Q值而偏离。(3)以上所知品质因素均是指回路没有外加负载时的值，称为空载Q值或Q0。当回路有外加负载时，品质因素要用有载Q值或QL表示。其中的r为考虑负载后总的耗损电阻。,22,例3-1：设一放大器以简单并联振荡回路为负载,信号中心频率fs=10MHz,回路电容C=50 pF,(1)试计算所需的线圈电感值。(2)若线圈品质因数为Q=100,试计算回路谐振电阻及回路带宽。(3)若放大器所需的带宽B

10、=0.5 MHz,则应在回路上并联多大电阻才能满足放大器所需带宽要求?解：(1)计算L值。由式(2-4),可得,23,将f0以兆赫兹(MHz)为单位,以皮法(pF)为单位,L以微亨（H）为单位，上式可变为一实用计算公式:,将f0=fs=10 MHz代入,得,(2)回路谐振电阻和带宽。由式(2-12),24,回路带宽为,(3)求满足0.5 MHz带宽的并联电阻。设回路上并联电阻为R1,并联后的总电阻为R1R0,总的回路有载品质因数为QL。由带宽公式,有,此时要求的带宽B=0.5 MHz,故,根据 可得，回路总电阻为：,25,需要在回路上并联7.97 k的电阻。,（2）串联谐振回路 串联谐振回路适

11、用于电源内阻为低内阻（如恒压源）的情况或低阻抗的电路（如微波电路）。图2-4（a）是最简单的串联振荡回路。,26,图2-6 串联谐振回路及其特性,感性区,容性区,感性区,容性区,27,若在串联振荡回路两端加一恒压信号,则发生串联谐振时因阻抗最小,流过电路的电流最大,称为谐振电流,其值为,（2-15）,在任意频率下的回路电流 与谐振电流之比为,回路阻抗：,谐振频率：,28,其模为,其中：,29,称为回路的品质因数,它是振荡回路的另一个重要参数。根据前式可以画出相应的曲线如下图所示,称为谐振曲线。,图 2-串联谐振回路的谐振曲线,图2 串联回路在谐振时的电流、电压关系,30,在实际应用中,外加信号

12、的频率与回路谐振频率0之差=-0表示频率偏离谐振的程度,称为失谐。当与0很接近时,令,为广义失谐,则式（2-5）可写成,31,串联谐振回路总结：(1)在串联谐振回路的阻抗特性、幅频特性、相频特性与并联谐振回路成对偶关系。如图2-6所示。(2)谐振频率、品质因素、通频带、矩形系数等与并联谐振回路相同（高Q时）。,32,2、抽头并联振荡回路 在实际应用中，常用到激励源或负载与回路电感或电容部分连接联结的并联振荡回路，称为抽头并联振荡回路。如图2-7所示。(1)接入系数p：定义为与外电路相连的那部分电抗与本回路参与分压的同性质总电抗之比。也可定义为电压之比。对于图(2-7)(a)，若忽略两部分之间的

13、互感，则抽头系数可直接用电感之比，也可近似用匝数之比。对于图(2-7)(b)，可得,(2-16),33,图2-7 几种常见抽头振荡回路,34,下面以图2-7(a)、(b)为例分析抽头并联振荡回路的特性。(2)阻抗变换特性 对于图(2-7)(a)，考虑是窄带高Q的实际情况，当谐振时，输入端呈现的电阻设为R，从功率相等的关系，有：,（2-17）,（2-18）,当未谐振时，输入端呈现的阻抗为：,（2-19）,35,（2-21）,（2-22）,(3)电流、电压变换特性 由式(2-16)可得：,对于图(2-8)所示得电流源，利用能量守恒关系，容易得到其折合关系为：,值得注意得是：对于抽头并联振荡回路，对

14、阻抗变换的变比为p2，而对信号源（电流、电压）的变比为p。,图 2-8 电流源的折合,36,(4)电路谐振时，电流的折合关系,（2-23）,谐振时的回路电流IL和IC与I的比值要小些,而不再是Q倍。,谐振时成立,37,例2：如图2-11，抽头回路由电流源激励,忽略回路本身的固有损耗,试求回路两端电压u(t)的表示式及回路带宽。,图 2-11 例2的抽头回路,38,解 由于忽略了回路本身的固有损耗,因此可以认为空载Q。由图可知,回路电容为,谐振角频率为,电阻R1的接入系数,等效到回路两端的电阻为,39,回路两端电压u(t)与i(t)同相,电压振幅U=I*R=2 V,故,输出电压为,回路有载品质因

15、数,回路带宽,40,3、耦合振荡回路 在高频电路中,有时用到两个互相耦合的振荡回路,也称为双调谐回路。把接有激励信号源的回路称为初级回路,把与负载相接的回路称为次级回路或负载回路。在高频电路中，耦合振荡回路主要完成以下两方面的功能：A、阻抗变换 B、提供比简单谐振回路更好的频率特性。图 2-10 是两种常见的耦合回路。图 2-10（a）是互感耦合电路,图 2-10(b)是电容耦合回路。,41,图 2-10 两种常见的耦合回路及其等效电路,42,（2-24）,对于图 2-10（b）电路,耦合系数为,（2-25）,1）耦合系数k：是指耦合电路中的耦合电抗Zm与初次级中和Zm同性质两电抗的几何平均值

16、之比。对于图 2-10（a）电路,耦合系数为,一般C1=C2=C：,通常 CM C：,k1,43,（2-26）,电流，次级必然又会对初级产生反作用(即 要在初级产生反电动势）。,或,2）反映（射）阻抗Zf：是指由于次级回路的存在而对初级回路的影响，这种影响相当于在初级回路接一反映（射）阻抗Zf。设有激励时，初级电流为，将会在次级回路形成一感应电动势，设次级回路阻抗为Z2，从而形成次级,44,（2-27）,（2-28）,耦合因子定义为：,根据图2-10(c)容易求得，初次级串联阻抗可分别表示为,耦合阻抗为：,耦合因子与转移阻抗 设初、次级回路的参数相同，均为C、L、Q，其广义失谐为,45,由图2

17、-10(c)等效电路,转移阻抗为,(2-29),由次级感应电势 产生,有,考虑次级的反映阻抗,则初级总电压,将上两式代入式(2-29),再考虑其它关系,经简化得,46,(2-30),根据同样的方法可以得到电容耦合回路的转移阻抗特性为,（2-31）,（2-32）,以广义失谐 为变量，对转移阻抗Z21求极值可知：当A1时有两个极大值，且在 处有凹点，通常将A1的情况成为临界耦合，此时的转移阻抗用|Z21|max表示。有,47,（2-35）,（2-33）,（2-34）,式（2-32）与频率的关系称为耦合回路的频率特性见图2-11。在临界耦合时（A1）有：,我们将A1（kKc)的情况成为过耦合。类似单

18、谐振回路，可以求出回路带宽（当 时）：,通频带：,48,图 2-11 耦合回路的频率特性,49,在临界耦合时，其矩形系数为3.15，显然比简单谐振回路小的多。二、高频变压器和传输线变压器 1、高频变压器 1）功能：高频变压器通常工作在几十兆赫兹的高频电路中，用于传输信号、隔绝直流和阻抗变换等。,矩形系数,50,2）结构特点 高频变压器的基本原理与低频变压器相同，也是靠磁通交链,或者说是靠互感进行耦合的。(1)为了减少损耗,高频变压器常用导磁率高、高频损耗小的软磁材料作磁芯，如铁氧体。(2)常用高频变压器的磁心结构如图2-12所示。(3)高频变压器一般用于小信号场合,尺寸小,线圈的匝数较少。3）

19、等效电路 高频变压器的等效电路如图2-13(b)所示，其中Ls为漏感，Cs为分布电容。,51,图 2-12 高频变压器的磁芯结构（a）环形磁芯;(b)罐形磁芯;(c)双孔磁芯,图 2-13 高频变压器及其等效电路(a)电路符号;(b)等效电路,52,4）带抽头高频变压器 图 2-14(a)是一中心抽头变压器的示意图。初级为两个等匝数的线圈串联,极性相同，设初次级匝比n=N1/N2。作为理想变压器看待,线圈间的电压和电流关系分别为：,(2-37),(2-36),图 2-14 中心抽头变压器电路（a）中心抽头变压器电路;（b）作四端口器件应用,53,2、传输线变压器 传输线变压器就是利用绕制在磁环

20、上的传输线而构成的高频变压器，它是一种集中参数与分布参数相结合的组件。图 2-15 为其典型的结构和电路图。1）结构,图 2-15 传输线变压器的典型结构和电路(a)结构示意图;（b）电路,54,图 2-16 传输线变压器的工作方式(a)传输线方式;(b)变压器方式,2）工作方式（模式）有两种工作模式：传输线方式和变压器方式，不同方式决定于不同的激励模式。如下图,如果传输线不绕在磁芯上，它就相当于两根短导线，输入信号就会1、2短路，无法加到1、3端，负载也会被3、4短路。只有把他们绕在磁芯上输入构成变压器，通过线圈的磁耦合完成初级、次级间的能量传输。因此说，传输线变压器是传输线原理与变压器原理

21、的完美结合的产物。,在许多电子线路中，连接各器件的电线的长度是基本可以被忽略的。也就是说在电线各点同一时刻的电压可以认为是相同的。但是，当电压的变化和信号沿电线传播下去的时间可以比拟时，电线的长度变得重要了，这时电线就必须被处理成传输线。换言之，当信号所包含的频率分量的相应的波长较之电线长度小或二者可以比拟的时候，电线的长度是很重要的。常见的经验方法认为如果电缆或者电线的长度大于波长的1/10，则需被作为传输线处理。在这个长度下相位延迟和线中的反射干扰非常显著，那么没有用传输线理论仔细研究设计过的系统就会出现一些不可预知行为。,57,传输线的原理特点：是利用两导线间（或同轴线内外导体间）的分布

22、电容和分布电感形成一电磁波的传输系统。它传输的频率范围很宽，可达及千兆赫。当传输线端接的负载电阻与特性阻抗（）相等时，传输线上传输行波，此时有最大的传输带宽。行波的特点：(1)传输线上任一点上，两导线上流过的电流大小相等、方向相反;(2)两导线上电流所产生的磁通只存在于两导线间，磁心中没有磁通和耗损；(3)两导线间的电压（振幅）沿导线均匀分布。,58,（2-38）,（2-39）,3）主要参数,波速,波长,其中 为传输线的相对介电常数，总是大于1的（一般24）。,59,图 2-17传输线变压器的应用举例（a）高频反相器;（b）不平衡平衡变换器;（c）14 阻抗变换器;(d)3 分贝耦合器,阻抗变

23、换,1：4阻抗变换：,4：1阻抗变换：,把不平衡的输入电阻转换为4倍的平衡的负载电阻。,9：1阻抗变换器,若用 n 个 1:1 传输线变压器,则可得到(n+1)2:1的阻抗变换器.,功率合成技术,在高频功率放大电路中，受高频功放管的极限参数限制，单个高频功放管的输出功率还比较小，当发射机输出功率超过单管输出功率时，可以采用几个小功率晶体管输出功率叠加起来以获得足够大的输出功率，这就是功率合成技术。,有了 N 只特性相同的功率单元之后，要研究的是如何用一个激励源分别推动它们，以及如何将它们各自的输出合成为 N 倍功率。理想的功率合成系统应满足下列条件：互相无关条件：功率合成器的各放大单元电路应是

24、彼此隔离、各自独立的。任何一个放大单元发生故障不应影响其它放大单元的正常工作。功率合成条件：若每个单元的额定输出功率为 Pi，则合成后的总功率应为 N*Pi。这就要求各单元有相同的电路、相同的增益和相同的相位特性。,用于功率分配与合成的网络有高频变压器、3dB 定向耦合器和传输线变压器等。在 HF 频段主要是使用后者。现将其原理简述于下：传输线变压器是由两根等长的传输线(平行导线、扭绞线、带状线或同轴线等)穿绕在一个高频、高导磁率的闭合磁环上而构成的。传输线的两个线圈中，流过大小相等、方向相反的电流，因此，磁芯中的磁场相互抵消，磁芯中无功率损耗，对传输不产生影响，这是与变压器工作方式最重要的区

25、别之一。,传输线变压器的磁芯并不是用来传输功率，用磁芯的目的是用来增大线圈电感，以便改善和扩展低频响应。因不传输功率，就不存在磁饱和、发热，不需较大的截面积和尺寸。传输线变压器的结构简单成本低、体积小、频带宽、传输功率大。其频带可宽至数百兆赫、甚至超过千兆赫。传输线变压器在高频电路中具有重要用途，如阻抗变换器、平衡-不平衡变换器、分相器、功率分配及合成等，一台收发信机中，不知有多少个大大小小的传输线变压器。在功率分配与合成电路中，使用的是 1:4 传输线阻抗变换器，因此我们先要讨论一下这种电路：,若将信号源与负载互换为 4:1 阻抗变换器,传输线变压器与普通变压器有共同之处，可以用两个绕组相同

26、的自耦变压器来理解它，如图(A)为二倍升压自耦变压器，相当于 1:4 传输线变压器；(B)为 1/2 降压自耦变压器，相当于 4:1 传输线变压器。,了解了阻抗变换器原理之后，对理解功率分配与合成网络很有帮助!,传输线分配及合成网络的基本电路，其中(A)为传输线形式，(B)为用变压器方式的表示。,功率合成网络,在A点,在B点,RC上所获得的功率为PC=0，,RD上所获得的功率为PD=IA(2V)=2V*IA,而A、B两端输出功率为PA=PB=V*IA,所以 PD=PA+PB=2PA,由此可见，RD上所获得的功率为A、B两端,输出功率之和，而RC上没有消耗功率。,根据基尔霍夫定理：在A点 I=I

27、1+I2 在B点 I2=I1+I故 I1=0，I2=I，PC=0，则 PD=(1/2)(2U)I=UI而 PA=PB=(1/2)UI即 PD=PA+PB,（1）功率合成原理：,在A、B端加有信号，则C或D端有相加功率输出,A、B 端加有反相激励电压,则 D端有合成功率输出,而 C 端无输出.,RC=(1/4)RD,为满足功率合成条件，混合网络中的四个电阻应为：,RA=RB=2 RC,隔离条件,Zc 为传输线变压器的特性阻抗，由于 RD=4Rc，故为 1:4 阻抗变换器。,RA=RB=Zc,A、B端隔离（互不影响）,当只有 A 端激励时，C、D端有相等的功率输出，而 B 端无输出。,传输线变压器

28、的特征阻抗,ZC=（U）/I1=（U）/（I）=U/I=R,同理可证,A、B 端加有同相激励电压,则 C 端有合成功率输出,而 D 端无输出.,同相功率合成,（2）功率分配原理,C 端激励 PA=PB，PD=0,D 端激励 PA=-PB，Pc=0,同相功率分配,反相功率分配,1,（3）小结,2,3,4,匹配及隔离条件：,RC=()RD，RA=RB=2 RC=RD,A、B反相激励，C 端无输出，D有合成功率输出。,A、B同相激励，D 端无输出，C有合成功率输出。,D端激励，C 端无输出，A、B端有相等的反相功率输出。,C端激励，D 端无输出，A、B端有相等的同相功率输出。,77,三、石英晶体谐振

29、器 1、物理特性 石英晶体是SiO2的结晶体，在自然界中是以六角锥体出现，有三个对称轴：z轴（光轴）、x轴（电轴）和y轴（机械轴）。石英晶体谐振器是由天然或人工生成的石英晶体切片制成。正压电效应：是指当晶体受外力作用而变形时，将在它对应的表面产生正、负电荷，形成电压的现象。负压电效应：是指当在晶体两表面加以一定电压时，晶体又会产生机械变形的现象。,78,18,79,19,80,2、等效电路及阻抗特性由图 2-20(b)可看出,晶体谐振器是一串并联的振荡回路,其串联谐振频率fq和并联谐振频率f0分别为,(2-41),(2-42),(a)包括泛音在内的等效电路;(b)谐振频率附近的等效电路,81,

30、（2-43）,图 2-22(b)所示的等效电路的阻抗的一般表示式为,在忽略rq后,上式可化简为,（2-44）,或,82,图 2-21 晶体谐振器的电抗曲线,（2-46）,83,总之，晶体谐振器与一般谐振回路比较，有以下特点：(1)晶体的谐振频率fq和f0非常稳定，这是由晶体的物理特性决定的，受外界影响很小。(2)有非常高的品质因数（一般Q值可上万，而普通谐振回路Q值只能达到100200）。(3)接入系数非常小，一般为10-3数量级，甚至更小。(4)晶体在工作频率附近阻抗变化非常大，有很高的并联谐振阻抗。,84,图 2-24 晶体滤波器的电路与衰减特性（a）滤波器电路;（b）衰减特性,3、晶体谐

31、振器的应用(1)晶体振荡器(2)高频窄带滤波器,85,四、集中滤波器 集中滤波器的引入：集中滤波器的常见类型：LC式集中选择滤波器、晶体滤波器、陶瓷滤波器和声表面波滤波器。1、陶瓷滤波器 压电陶瓷：某些经过特殊处理（经高压电场极化）后的陶瓷具有与石英晶体类似的压电效应，这种陶瓷称为压电陶瓷。压电陶瓷的等效电路与石英晶体类似。,86,压电陶瓷的特性：Q值：远大于LC回路，远小于石英晶体；带宽：小于LC回路，大于石英晶体；工作频率：1100MHz 相对带宽：0.1%10%,图 2-25 陶瓷滤波器电路,87,2、声表面波滤波器(1)声表面波(SAW)：是在压电固体材料表面产生和传播、且振幅随深入固

32、体材料的深度增加而迅速减小的弹性波。(2)声表面波的特点：A、能量密度高，其中90%的能量集中在厚度等于一个波长的表面薄层中；B、传输速度慢，约为纵波速度的45%，是横波速度的90%。(3)声表面波器件：是一种利用沿弹性固体表面传播机械振动波的器件。主要有滤波器、延迟线等。,88,(4)声表面波滤波器的传输函数 图 2-26为声表面波滤波器结构示意图 其的传输函数为,（2-47）,89,90,(5)声表面器件的主要特性 A、工作频率范围宽，可达1010000MHz；B、相对频带也较宽，一般可达1%50%；C、便于微型化和片式化；D、带内插入衰减大，一般不低于15dB最突出的不足；E、矩形系数可

33、做到1.12；如图2-24.总之，声表面波器件与其他滤波器相比，具有：频率特性好、性能稳定、体积小、设计灵活、可靠性高，制造简单且重复性好，便于大批量生产。,91,92,五、衰减器与匹配器 1、高频衰减器 高频衰减器的分类：固定高频衰减器、可调高频衰减器。高频衰减器的结构：T型、型、O型、L型、U型、桥T型等，其中T型和型用的最广泛。高频衰减器的线路阻抗：主要有50和75两种。,图2-25 T型和网络,93,2、高频匹配器 高频匹配器主要用于阻抗变换，由于在高频电路中，其常用组件或电路的输入、输出阻抗要么是50的，要么是75的，所以，常用高频匹配器主要是50和75之间进行变换。T型匹配器电路如

34、下图所示。,图 2-26 T型电阻网络匹配器,94,2.3 电子噪声及其特性,一、概述 1、干扰（或噪声）的概念（广义）：是指电路中除有用信号以外的一切不需要的信号及各种电磁骚动的总称。因此，从广义上看干扰和噪声没有本质区别。2、干扰（狭义）：是指由外部来的无用信号或电磁骚动的总称，通常又称外部干扰。3、噪声（狭义）：是指由与电路或系统内部产生的各种无用信号或电磁骚动的总称，通常又称内部噪声。4、抑制外部干扰的主要措施包括：消除干扰源、切断干扰传播途径和躲避干扰等。,95,在高频电路中内部噪声主要是电子噪声，本节主要介绍电子噪声的有关情况。几个概念：功率谱密度：单位频带内噪声的功率。电压谱密度

35、：单位频带内噪声电压的均方值。电流谱密度：单位频带内噪声电压的均方值。高斯噪声：噪声电压概率密度满足正态（高斯）分布的噪声。白噪声：其功率谱密度不随频率变化的噪声（如电阻热噪声）。,96,二、电子噪声的来源与特性 1.电阻热噪声 由于导体和电阻中存在大量自由电子，这些自由电子将作不规则的热运动，大量电子的热运动就会在电阻两端产生起伏电压（电势），这种因热运动而产生的起伏电压就称为电阻的热噪声，如图2-27所示。,27,97,1)热噪声电压和功率谱密度,（2-49）,（2-50）,上式为奈奎斯特公式，式中k为波尔茨曼常数，k=1.36*10-23，B为测量此电压时的带宽，K为绝对温度。根据概率论

36、，总的噪声电压服从正态（高斯）分布，其概率密度为：,噪声电压均方值：,根据上式可得噪声电压|un|4Un的概率小于0.01%.,98,图 2-28 电阻热噪声等效电路,（2-51）,（2-52）,电压谱密度：电流谱密度：,等效,根据上图可得电阻热噪声的最大输出功率为kTB，其输出单位频带内的最大噪声功率为kT，它与观测的频带无关，因而属于白噪声。,99,2)线性电路中的热噪声（1）多个电阻的热噪声（以两个电阻串联为例，可得）,（2-53）,(2-54),图 2-29热噪声通过线路电路的模型,即只要各噪声源是相互独立的，多个电阻的热噪声满足均方电压相加原则。（2）热噪声通过线性电路,其中：Suo

37、,Sui分别为网络的输出、输入端的噪声电压谱密度，Un2为输出噪声电压均方值。,100,图 2 30并联回路的热噪声,(2-55),例：下面以热噪声通过并联谐振回路为例，来进一步分析热噪声通过线性网络的情况：,上图(a)的等效四端网络(b)的传输函数为：,101,并联回路可以等效为Re+jXe（图 2-33（c）,现在看上述输出噪声谱密度与Re、Xe的关系。,展开化简后得,与式(2-55)对比,可得,(2-56),102,由式(2-55)和(2-56)可得如下结论：对于二端线性电路，其噪声电压或噪声电流谱密度可以用与Re或 Ge来代替式(2-51)或(2-52)中的R或G。电阻热噪声通过线性电

38、路后，一般不再是热噪声了，也不再是白噪声了，因为其功率谱密度与频率有关。下面我们计算输出端的噪声电压均方值。,103,根据式(2-55)与式(2-56)可以求出输出端的均方噪声电压为：,104,3)噪声带宽 噪声带宽的引入：根据电阻热噪声的公式(2-49):其中有一带宽因子B，由于电阻.，(P47倒二段)图 2-29 是一线性系统,其电压传输函数为H(j)。设输入一电阻热噪声,均方电压谱为SUi=4kTR,输出均方电压谱为SUo,则输出均方电压U2n2为,设|H(j)|的最大值为H0,则可定义一等效噪声带宽Bn,令,（2-57）,105,则等效噪声带宽Bn为,（2-58）,噪声带宽Bn的意义：

39、分析下图,图2-31 线性系统的等效噪声带宽,106,例：现以图2-30 的单振荡回路为例,计算其等效噪声带宽。设回路为高Q电路,设谐振频率为f0，由前面分析,再考虑到高Q条件,此回路的|H(j)|2可近似为,式中,f为相对于f0的频偏,由此可得等效噪声带宽为,107,2.晶体三极管的噪声(详见教材)1)散弹（粒）噪声：在晶体管中，每个载流子都是随机地通过PN结，因此结电流是围绕其平均值起伏变化的，把这种载流子随机起伏流动产生的噪声称为散弹（粒）噪声。,己知并联回路的 3 dB带宽为B 0.7=f0/Q,故,(2-59),2)分配噪声：3)闪烁噪声：3.场效应管噪声(详见教材),108,通常需

40、要描述一个电路或系统内部噪声的大小，因此需要引入相应的物理量（噪声系数或噪声指数）来描述。一噪声系数的定义 图 2-35 为一线性四端网络,它的噪声系数定义为输入端的信号噪声功率比(S/N)i与输出端的信号噪声功率比(S/N)o的比值,即,图 2-35 噪声系数的定义,2.4 噪声系数和噪声温度,信号功率,噪声功率,109,图中,KP为电路的功率传输系数(或功率放大倍数)。用Na表示线性电路内部附加噪声功率在输出端的输出,考虑到KP=o/Si,式(2 60)可以表示为：,（2 60）,(2-61),(2-62),分析意义,110,噪声系数通常用dB表示,用dB表示的噪声系数为,(2-63),关

41、于噪声系数，有以下几点需要说明：(1)由于噪声功率是与带宽B相联系的，为了不使噪声系数依赖于指定的频宽，因此国际上式(2-60)定义中的噪声功率是指单位频带内的噪声功率，即是指输出、输入噪声功率谱密度。此时的噪声系数将随指定的工作频率不同而不同，即表示点频的噪声系数。(2)由式(2-60)可以看出，输入、输出信号功率是成比例变化的，即噪声系数与输入信号大小无关，但却与输入噪声功率Ni有关，因此，为了明确，在噪声系数的定义中，规定输入噪声功率Ni为信号源内阻Rs的热噪声最大输出功率（由前可知为kTB），并规定温度为290K。,111,(3)在噪声系数的定义中，没有对网络的匹配情况提出要求，因而是

42、普遍适用的。实际上输出端的阻抗是否匹配并不影响噪声系数的大小。因此噪声系数可以表示为输出端开路时两均方电压之比或输出端短路时两均方电流之比，即,（2-64）,（2-65）,(4)上述噪声系数的定义只适用于线性或准线性电路。对于非线性电路，由于信号与噪声、噪声与噪声的相互作用，使输出端信噪比更加恶化，上述的定义不适用，计算也更复杂。,112,二、噪声系数的计算 1额定功率法 额定功率,又称资用功率或可用功率,是指信号源所能输出的最大功率,它是一个度量信号源容量大小的参数,是信号源的一个属性,它只取决于信号源本身的参数内阻和电动势,与输入电阻和负载无关,如图 2-36 所示。,图 2-36 信号源

43、的额定功率(a)电压源;（b）电流源,113,额定功率增益KPm是指四端网络的输出额定功率Psmo和输入额定功率Psmi之比,即,（2-68）,（2-66）,（2-67）,上图(a)和(b)的额定输出功率分别为：,显然额定功率增益KPm不一定是网络的实际功率增益，只有在输出和输入都匹配时，这两个功率才相等。,114,根据噪声系数的定义,分子和分母都是同一端点上的功率比,因此将实际功率改为额定功率,并不改变噪声系数的定义,则,（2-69）,因为Nmi=kTB,Nmo=KPmNmi+Nmn,所以,（2-70）,115,式中：Psmi和Psmo分别为输入和输出的信号额定功率;Nmi和Nmo分别为输入

44、和输出的噪声额定功率;Nmn为网络内部的最大输出噪声功率。也可以等效到输入端,有,（2-71）,式中：Nmoi=Nmo/KPm是网络额定输出噪声功率等效到输入端的数值。对于无源四端网络（如图2-37),由于在输出匹配时，输出的额定噪声功率为kTB，因此式(2-69)变为：,(2-72),其中L为网络的衰减倍数。,116,图 2-37 无源四端网络的噪声系数,图 2-38抽头回路的噪声系数,117,例：现以图(2-38)的抽头电路为例，计算噪声系数。解：将信号源电导等效到回路两端,为p2GS,等效到回路两端的信号源电流为pIS,输出端匹配时的最大输出功率为,输入端信号源的最大输出功率为,因此,网

45、络的噪声系数为：,118,根据定义,级联后总的噪声系数为：,图 2-39 级联网络噪声系数,（2-73）,式中,No为总输出额定噪声功率,它由三部分组成：经两级放大的输入信号源内阻的热噪声;经第二级放大的第一级网络内部的附加噪声;第二级网络内部的附加噪声,即,2、级联四端网络的噪声系数,119,按噪声系数的定义表达式(2-62)，Na1和Na2可分别表示为,则,将上式代入式（2-76）,得,(2-74),120,用同样的方法不难推出多级级联网络的噪声系数的公式为,从式(2-78)可以看出,当网络的额定功率增益远大于1时,系统的总噪声系数主要取决于第一级的噪声系数。越是后面的网络,对噪声系数的影

46、响就越小,这是因为越到后级信号的功率越大,后面网络内部噪声对信噪比的影响就不大了。因此,对第一级来说,不但希望噪声系数小,也希望增益大,以便减小后级噪声的影响。,121,例 3 图 2-40 是一接收机的前端电路,高频放大器和场效应管混频器的噪声系数和功率增益如图所示。试求前端电路的噪声系数(设本振产生的噪声忽略不计)。,图 2-40接收机前端电路的噪声系数,122,解 将图中的噪声系数和增益化为倍数,有,因此,根据式(2-74)有前端电路的噪声系数为,123,3 噪声系数与灵敏度 噪声系数是用来衡量部件(如放大器)和系统(如接收机)噪声性能的。根据噪声系数的定义，噪声性能的好坏又决定输出信号

47、噪声功率比，同时当要求输出一定性噪比时，它又决定输入端必须的信号功率，也就是说决定输入端放大（接受）微弱信号的能力。灵敏度就是保持接收机输出端信噪比一定时,接收机输入的最小信号电压或功率(设接收机有足够的增益)。,124,例：设某电视接收机，正常接收时所需最小信号噪声功率比为20dB，电视机的带宽为6MHz，接收机前端电路的噪声系数为10dB，求接收机前端电路输入信号电平（灵敏度）至少为多少？解：噪声系数NF=10dB=10，输出信噪比(S/N)o=20dB=100则输入信噪比(S/N)i=NF(S/N)o=1000 根据噪声系数的定义，输入噪声功率为kTB故，输入信号功率为：Si=1000*kTB=23.8pW设信号源内阻为75欧姆，则所需最小信号电势为：,125,图 2-41 用噪声信号源测量噪声系数,噪声系数为,（2-75）,2无噪声源的测量方法,三、噪声系数的测量 1 采用噪声信号源的测量方法 图 2-41 是测量系统的构成。,126,四噪声温度 将线性电路的内部附加噪声折算到输入端,此附加噪声可以用提高信号源内阻上的温度来等效,这就是“噪声温度”。由式(2-62),等效到输入端的附加噪声为Na/KP,令增加的温度为Te,即噪声温度,可得,（2-76）,这样,式(2-62)可重写为,（2-77）,(2-78),