通信电子线路(邱健)第四章振幅调制和解调电路.ppt

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1、第四章 振幅调制、解调与混频电路,第一节 频谱搬移电路的组成模型第二节 相乘器电路第三节 混频电路第四节 振幅调制与解调电路,第一节 振幅调制、解调与混频电路,4.1.1 振幅调制电路的组成模型,一、普通调幅信号及其电路的组成1.调幅电路及其调幅波（AM波）由模拟乘法器和加法器共同组成。,Ma为调幅系数；c=2 fc 为载波频率 2 F为调制信号的频率,4.1.1 振幅调制电路的组成模型,第一节 振幅调制、解调与混频电路,4.1.1 振幅调制电路的组成模型,1、Ma调幅系数与AM和V m有关，两者增大都可令Ma增大。2、要减小调幅失真，Ma必须满足不大于1的条件（Ma1）3、过调幅失真的波形见

2、图4-1-3。,过调幅失真的波形,第一节 振幅调制、解调与混频电路,4.1.1 振幅调制电路的组成模型,调幅波的振幅（也称为包络）其幅值分别为：,再由上式相加减后得到,第一节 振幅调制、解调与混频电路,4.1.1 振幅调制电路的组成模型,二、调幅波的频谱将上式用三角函数（积化和差）可以得到,上式为调制信号为单音频时的表达式。频谱表示如图表示。,第一节 振幅调制、解调与混频电路,振幅调制电路的组成模型,II 若为复杂音调制时，v(t)为非余弦周期信号，用傅立叶级数展开可以得到：,第一节 振幅调制、解调与混频电路,振幅调制电路的组成模型,从上式可以看到，除了载波频率c外，还有由相乘器产生的角频率为

3、(c)、(c 2)、(c n)的上下边频分量。所以，得到结论调幅信号的频谱宽度BWAM为调制信号频谱宽度的两倍。,第一节 振幅调制、解调与混频电路,振幅调制电路的组成模型,3、调幅波功率分布在单位电阻上，单音调制的调制电压在一个载波信号周期内的平均功率。,P(t)在一个调制信号周期内的平均功率,PSB是上、下边带电压分量产生的功率。每个边带的功率为1/2 PSB,第一节 振幅调制、解调与混频电路,振幅调制电路的组成模型,二、双边带和单边带调制（DSB、SSB）1、双边带调制信号及其电路把AM波中的载波抑制后，只传送两个边带的调制方式。其已调波亦称为平衡调幅波。,1、双边带调制信号及其电路,第一

4、节 振幅调制、解调与混频电路,第一节 振幅调制、解调与混频电路,2、单边带调制信号 在双边带调制的基础上，再抑制一个边带的调制方式。,也可采用滤波的方法得到单边带调制波形；或者采用移相的方法得到单边带调制波形。,第一节 振幅调制、解调与混频电路,第二节 相乘器电路,4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性一、非线性器件相乘作用分析：当非线性器件（二、三极管）在偏置电压VQ及v1和v2的作用下，通过分析得到响应电流中出现有两个电压相乘项2a2v1v2，它是由特性的二次方项产生的。该项对应为：,很明显，该项是有用的项。除此之外还有很多高次的无用的谐波分量。那么可以看出，单纯是利用非线性器件实现相乘

5、作用是不理想的。为了实现理想相乘运算，在工程上可以采取以下措施：1、选择工作点在特性接近平方律区；2、加入补偿和负反馈技术；3、多个非线性器件组成平衡电路，抵消部分无用的组合频率分量；4、控制v1和v2的幅值；5、设v1为参考信号、v2工作在线性时变系统,第二节 相乘器电路,4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性,二、线性时变系统当v2工作足够小时，忽略二次方及其以上高次方项，(4-2-4)可化简为：,但是由于其系数是随着v1的时变的，故器件工作状态称为线性时变系统。再利用无用频率分量与所需有用分量的频率间隔很大nc，因此很容易利用滤波电路滤除无用分量。,第二节 相乘器电路,非线性器件的相乘

6、作用及其特性,例如：当v1为V1mcos 1t时，g(v1)将是角频率为1的周期性函数，它的傅立叶级数展开式为：,将它与v2相乘，且设v2V2mcos 2t，则产生的组合频率分量的频率通式为,若1 C，2=，则组成的频率为,第二节 相乘器电路,非线性器件的相乘作用及其特性,根据上式，可以把二极管等效为开关，开关受v1控制，按角频率1做周期的启闭。闭合时的导通电阻为RD。二极管用受v1(t)控制的开关等效时线性时变系统的一个特例。它除了要求v2足够小外，还要求v1足够大，使二极管特性曲线可近似在原点转折。通常这种状态为开关工作状态。,第二节 相乘器电路,非线性器件的相乘作用及其特性,在v1作用下

7、，I0(v1)=I0(t)为半周余弦脉冲序列，g(v1)=g(t)为矩形脉冲序列。现在引入单向开关函数K1(1t)代表图4-2-2所示高度为1的单向周期脉冲方波。,则I0(t)和g(t)可分别表示为,第二节 相乘器电路,非线性器件的相乘作用及其特性,差分对管的输入差模电压为v1V1mcos 1t，且偏置电流源受v2控制，他们之间的关系呈线性，,差分对管的输出差值电流为：,VTKT/q，当T300K时，VT26mV。,通过与前面的式子等效，可以得到：,当v1很大时，th()函数可以趋近于周期性方波。同样也可以利用双向开关函数K2(1t)表示。,第二节 相乘器电路,非线性器件的相乘作用及其特性,与

8、上例晶体二极管不同，差分对管是由多个非线性器件组成的平衡式电路，v1和v2分别加在不同器件的输入端，实现两个函数f1(v1)和f2(v2)相乘的特性。当工作在线性时变状态（包括开关状态）时，可以不必将v2限制在很小的数值内，只要保证I0受v2的控制是线性的就可以了。,第二节 相乘器电路,4.2.2 相乘器电路,1、集成相乘器分类：（1）直接将v1和v2相乘采用平衡、反馈等措施来消除无用的高阶相乘项，并扩展相乘的两个输入信号电压的动态范围，通常这种相乘器称为模拟相乘器。例如双差分对模拟相乘器（2）将v2与经非线性变换的v1相乘，这种相乘器主要应用再频谱搬移电路中，并以调制器或混频器命名。例如双差

9、分对平衡调制器、大动态范围平衡调制器、二极管环形混频器。,2、集成模拟相乘器电路符号及工作象限,当vx（或vy）其一为恒量时，类似为线性放大器。,第二节 相乘器电路,4.2.2 相乘器电路2、相乘器的应用I电路形式及外围元件的作用。集成器内部采用了双差分平衡式电路。,附加电路通过调节Rw，改变V14电压。当V140时，输出的为平衡调幅波。当V14不等于0时为调幅波输出。,第三节 混频电路,混频是将载波为高频的已调信号，不失真地变换为载波为中间的已调信号，必须保持：,频谱结构不变，各频率分量的相位大小，相互间隔不变。,调制类型，调制参数不变，即原调制规律不变。,1、电路的表达式,或,第三节 混频

10、电路,一、混频电路简介（又称变频电路）,2、电路的作用,它的作用是将载波为fc的已调波信号vs(t)不失真地变换为载频为fI的已调信号vI(t)。而fc和fI的关系如上面式子所示。当fI高于fc的混频称为上混频；fI低于fc的混频称为下混频。调幅广播收音机一般采用下混频。它的中频规定为465KHz。对不同的接收系统，中频值各不相同。目的是为了使接收机工作在比较低的频率环境下，减小接收机的成本和降低电路调试的难度。,第三节 混频电路,一、混频电路简介,2、电路的模型及频谱由模拟乘法器和滤波电路组成。利用滤波器选用差频。,只是改变了载波频率，但是没有改变调制信息的内容。,第三节 混频电路,中频信号

11、：相对载波频率为低，不同的接收系统中频的数值是完全不相同称为低中频。（也有高中频的方案）一般中频（调幅广播）IF465KHz（535KHz1605MHz）电视广播（图像中频）38MHz（VHF，UHF）（调频广播中频）10.7MHz（88MHz108MHz）短波通信接收机 IF=70MHz（频段230MHz）短波I（48.5MHz）短波II（8.518MHz）,第三节 混频电路,一、混频电路简介,1、三极管混频电路（1）电路结构特点由T2等组成电感三点式本地振荡电路产生fL。由T1等组成变频兵选出差频（中频）。,第三节 混频电路,一、混频电路简介,（2）变频原理分析,假设本振电压和输入信号的电

12、压幅度分别为：,由上图可以得到发射结上的电压vBE：,将（VBB0vL）作为三极管地等效基极偏置电压，用vBB(t)表示。称之为时变基极偏压。,第三节 混频电路,一、混频电路简介,满足线性时变条件时，(vLvCM),gm：为时变增量电导。在时变偏压作用下，gm(vL)傅立叶级数展开为,gm(t)中的基波分量gm1cos Lt与输入信号vS相乘：,有用,令,得到的中频电流分量为：,第三节 混频电路,一、混频电路简介,gmc称为混频跨导。定义为输出中频电流幅值I1m对输入信号电压幅值Vsm之比。,若设中频回路地谐振电阻为Re，则所需的中频输出电压vI=-iIRe则相应的混频增益可以得到：,gmc在

13、静态工作电附近，可近似认为是常数，ICQ在0.2mA1mA时，接近最大值。当然，在vL（同步信号）的作用下，随着幅值大小变化，gm1即gmc也相应变化。,第三节 混频电路,gmc随VLm变化的特性,第三节 混频电路,二、二极管双平衡混频器（也称为环形混频器）,1、电路结构由四只二极管和两个带中心抽头，匝数比均为1的宽带变压器组成。,2、电路分析,I 要求vLm足够大，而且其值远大于vsm。所以二极管在vLm的控制下，工作在开关状态。II 在vL为正半周时，D2、D3导通，由导通后的交流等效电路得：,第三节 混频电路,二、二极管双平衡混频器,D2、D3导通后的交流等效电路如右图,消去vL后，得到

14、 加入开关函数,第三节 混频电路,二、二极管双平衡混频器,消去vL后，得到 加入开关函数,用同样的方法可以得到D1和D4,由前后两图可以得到,第三节 混频电路,二、二极管双平衡混频器,整理后，得到RL总电流为,选取中频信号可以得到,三、电路的应用特点：I 可用作双边带调制电路R端输入载波信号I端输入调制信号L端输出平衡调幅波Vcm幅度足够大时，二极管工作在开关状态。,第三节 混频电路,二、二极管双平衡混频器,II 工作频率可以从几十KHz几千MHz。噪声系数低（约6db），混频失真小，动态范围大等特点。是高性能通信接收机中应用最广泛的一种混频器。III 根据本振功率电压高低进行分类，有不同的系

15、列产品。本振功率越高，动态范围越大。IV 从等效电路可知，二极管的导通各形成回路。如果二极管的特性完全一致，变压器的中心抽头上、下也完全对称。这时的混频器的重要特点是各端口之间有良好的间隔。但实际L、R端口的隔离度一般小于40dB。而且没有混频增益。隔离度随工作频率提高二下降。,第三节 混频电路,二、二极管双平衡混频器,V 使用时还应必须注意各端口的匹配阻抗均为50，而且各端口必须接入滤波匹配网络。VI 混频损耗,第四节 振幅调制与解调,4.4.1 振幅调制电路,4.4.2 二极管包络检波电路,4.4.3 同步检波,4.4.1 振幅调制电路,按功率分：高电平调制和低电平调制。,一、高电平调幅电

16、路（发射机的末端）在调幅发射机中使用较多，且有利于提高发射机的整机效率。广泛采用丙类功放。集电极调幅电路基极调幅电路集电极和基极复合调幅电路,集电极调幅电路,基极调幅电路,二、低电平调幅电路单边带发射机,电路要求：调制线性好，载波抑制能力强。载波抑制能力用载漏表示，载漏是指输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数。分贝数越大，载漏就越小。,二、低电平调幅电路单边带发射机,滤波法单边带发射机的应用,滤波法单边带发射机组成框图,二、低电平调幅电路单边带发射机,假设调制信号最低频率为100Hz，载波信号为2000kHz，变频间隔为0.2kHz，相对频率间隔为（0.2/2000.1=0.01%)，较难分

17、离。采用混频的方法，最终实现了频率间隔为4200.2kHz，相对频率间隔为（4200.2/28100.1=14.9%）。容易实现了频率的滤除。,4.4.2 二极管包络检波电路,包络检波器对普通调幅信号来说，载波信号没有被抑制，可以直接利用非线性器件实现相乘作用，得到所需解调电压。这种振幅检波器不需要另加同步信号。目前应用最广的有二极管包络检波。集成电路中常用三极管检波。,一、电路原理图,电路由非线性器件二极管及其低通滤波器RC串连构成。,4.4.2 二极管包络检波电路,当输入信号为：,其值足够大时，可忽略二极管的导通电压，伏安特性曲线可近似为原点转折，斜率为1/RD的折线。,条件：RL1/cC

18、 和 RL1/C,过程：当二极管导通时，vs向C充电。充电时间常数为RDC。当二极管截止时，C向RL放电。放电时间常数为RLC。,4.4.2 二极管包络检波电路,1.含有锯齿状波动残余的高频成分。,包含了直流成分VAV和音频成分与输入信号相对比可以得到：,d为检波电压传输系数或检波效率，值恒小于1。,增大RL和电容C都会使D导通时间减少，锯齿波动也减少。但是如果过大则会造成检波失真。,4.4.2 二极管包络检波电路,二、输入电阻：,考虑到实际应用中，检波器前一般接有中频放大，等效图为：,Ri为中频放大电路的输出负载，即检波电路的输入电阻。定义为：输入高频电压振幅对二极管电流i中基波分量振幅的比

19、值。,假设只输入高频等幅电压：,忽略在二极管RD上消耗的功率,4.4.2 二极管包络检波电路,*输入电阻Ri与RL直接有关。,Ri的大小影响着谐振回路的谐振电阻。Ri越小，旁路的作用越大，Vm的值也会相应减小。,解决方法：采用三极管射极包络检波电路。利用发射结形成与二极管包络检波相似的工作原理。优点是输入电阻比二极管检波增大了（1）倍。,4.4.2 二极管包络检波电路,三、并联型二极管包络检波电路,C 兼作隔直电容和负载电容。,RL和二极管D并联，故称为并联型。,工作过程：当二极管导通时，vs向C充电。充电时间常数为RDC。当二极管截止时，C向RL放电。放电时间常数为RLC。,4.4.2 二极

20、管包络检波电路,电容C上的电压与串连型的输出类似都含有锯齿状波动vc。改电压的平均值为vAV，vo中则还含有通过C的高频成分在RL和RD上形成的高频电压。因而需要在输出端加低通滤波器将高频成分滤除。,输入电阻比串连型的要小。,4.4.2 二极管包络检波电路,四、（1）大信号检波,（2）小信号检波,幅度足够大，可以克服二极管导通电压。一般幅度大于500mV时，能够认为工作在大信号状态。,Vm足够小时，相应的输出电压平均电压VAV与Vm的平方成正比。调幅波检波时，会由于平方项的存在，而出现失真。,平方律检波能够很好的反应信号的有效值，所以，在测量仪器中，小信号检波能够得到广泛的应用。,4.4.2

21、二极管包络检波电路,五、二极管包络检波的失真,避免失真：保证大信号检波的条件，Vm0（1Ma）=500mA,最高调制频率为Fmax，RLC低通滤波器的带宽大于Fmax。,选择参数造成的失真：对角线失真和负峰切割失真。,4.4.2 二极管包络检波电路,1、惰性失真（对角线失真）,RL 和C过分增大，造成二极管截止期间C通过RL的放电速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，使输出平均电压产生的失真。,避免失真必须在任何一个高频周期内，C通过RL的放电速度大于或等于把包络的下降速度。,4.4.2 二极管包络检波电路,1、惰性失真（对角线失真）,C在t1的放电规律为,Vo1表示检波器在t1时刻的输出

22、,当近似等于1时，代入（4-4-1）和（4-4-2）得到,代入上式：,最终求得不产生惰性失真的条件：,Ma和越大，包络下降速度越快。,4.4.2 二极管包络检波电路,2.负峰切割失真,由于检波器的交直流负载不想等，且交流负载电阻小于直流负载电阻。当输入调幅波电压的Ma较大，造成输出音频电压在负峰附近出现削平的失真现象。,不产生负峰切割失真条件：,保证二极管单向导通条件得到,4.4.2 二极管包络检波电路,2.负峰切割失真,上式表示交直流负载电阻差别越小，不产生负峰切割失真的Ma所允许的值可以接近1。,解决措施如图所示：,RL1越大，交直流负载电阻差别越小。但是导致输出电压很小。,实用电路中，常

23、取RL1/RL2=0.10.2。,4.4.2 二极管包络检波电路,六、设计方法：,1.包络检波和避免惰性失真,2.考虑输入电阻和避免负峰切割,4.4.3 同步检波电路,同步检波（相干检波）用于解调双边带和单边带调制信号。,方法：相乘器配合滤波电路。二极管包络检波。,*二极管包络检波构成同步检波电路（双边带）,同步信号：,双边带调制信号：,合成信号：,4.4.3 同步检波电路,输入为单边带信号时，,合成信号为：,其中：,无法不失真的反映出调制信号的包络。,4.4.3 同步检波电路,当满足角频率和2分量的振幅之比（即二次谐波失真系数kf2）小于2.5，则Vrm应比Vm0大10倍以上，可以忽略这些失真。,为了进一步抵消高次谐波的失真，可以采用平衡式的同步检波电路，如图所示。,由于加入同步检波电路的Vs信号相位对Vr是相反的，所以运算中可以抵消2 以及以上的偶次谐波分量。,