电力电子变频器及PWM控制原理.ppt

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1、电力电子变频器及PWM控制原理,概 述,对于异步电机的变压变频调速，必须具备能够同时控制电压幅值和频率的交流电源，而电网提供的是恒压恒频的电源，因此应该配置变压变频器，又称VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）装置。,基本原理简单，易于理解，发展历程却非易事,旋转变流机组,概 述,随着电力电子技术和微电子技术的迅猛发展，变频调速技术随之取得了日新月异的进步。人们从不同的工业生产需要出发，从不同的角度研究变频调速的实现技术，从而产生了多种不同结构和性能的变频调速装置。,电力电子变频器,交-交变频器,交-直-交变频器,电压源型,电流源型,本 章 提 要,

2、交-交变频器交-直-交变频器PWM控制基础PWM控制技术三相PWM专用集成电路单片机和DSP用于PWM信号生成转速开环的U/f控制变频调速系统 转速闭环转差频率控制的变频调速系统,2.1 交-交变频器,交-交变频器直接把恒压恒频（Constant Voltage Constant Frequency，简称CVCF）的交流电源变换成变压变频（VVVF）的交流电源，又称为直接变频装置。有时也称作周波变换器(Cycloconveter）。,2.1 交-交变频器,常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并

3、联可逆线路。,2.1.1 整流器组合式交-交变频器,基本结构,1.整半周控制方式 正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压 u0，u0的幅值决定于各组可控整流装置的控制角，u0 的频率决定于正、反两组整流装置的切换频率。如果控制角一直不变，则输出平均电压是方波，如右下图所示。,2.1.1 整流器组合式交-交变频器,单相整流器组合式交-交变频器,图2-1 单相交-交变频器主电路,三相？,I,II,III,IV,V,VI,交-交变频器虽然在结构上只有一个变换环节，省去了中间直流环节，但所用元件数量更多，设备相当庞大。方波中存在的高次谐波使电动机的低速转矩脉动大、转动不均匀、损耗及

4、噪声增大。因此，方波型交-交变频器在异步电动机的调速中应用较少，常用于无换向器电动机的调速系统及超同步串级调速系统中。,2.调制控制方式 要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角。例如：在正向组导通的半个周期中，使控制角 由/2（对应于平均电压 u0=0）逐渐减小到 0（对应于 u0 最大），然后再逐渐增加到/2（u0 再变为0），如下图所示。,输出电压波形,图2-3 正弦波交-交变压变频器的输出电压波形,对于三相交-交变频器，B、C两相的期望输出电压应与A相的正弦输出电压大小相同，相位上互差120，各整流组的控制角必须按照本相输出电压的要求运算获得。,设期望的A相输出

5、电压为,则该电压应由整流组I与整流组IV切换提供，I组供电电压为,式中，Udm 是整流组输出的最高直流电压。,当I组开放时，,即,于是,3.交-交变频调速的基本特点（1）功率开关元件在电网电压过零点自然换相，对元件无特殊要求，可采用普通晶闸管；（2）易于实现电机的四象限运行；（3）交-交变频器最高输出频率一般不超过电网频率的1/31/2，否则输出波形畸变太大，将影响变频调速系统的正常工作；（4）由于电路构成的特点，所用晶闸管元件数量较多，设备庞大。,鉴于以上各方面的特点，交-交变频器特别适用于低速、大容量的调速系统，如轧钢机、球磨机、水泥回转窑等。这类机械由交-交变频器供电的低速电机直接拖动，

6、可以省去庞大笨重的齿轮减速箱，极大地缩小装置的体积，减少日常维护，提高系统性能。这些设备都是直流调速系统中常用的可逆整流装置，在技术上和制造工艺上都很成熟，目前国内有些企业已有可靠的产品。,2.1.2 矩阵式交-交变频器,1.电路结构,2.1.2 矩阵式交-交变频器,2.安全换流策略 为了保证MC的输入电流和输出电压都是正弦波，对9组双向开关都实行PWM控制。在矩阵式变频器中功率器件的安全换流比传统变频器中要困难得多，连接同一相输出的任意两组双向可控开关之间进行切换时必须满足：（1）换流时确保连接同一输出相的各输入相双向开关不能同时导通，否则将造成输入两相短路；（2）换流时不能插入死区，以防止

7、感性负载与线路分布电感由于开路而感应瞬时高电压，威胁功率器件安全，因此三组开关也不能同时断开。也就是说，既不允许两组开关同时导通，也不允许有切换死区，所以必须有严格的逻辑控制。,2.1.2 矩阵式交-交变频器,要保证输入电压不短路，则VT1p、VT2n不能同时导通，VT2p、VT1n也不能同时导通；要满足输出不能突然开路，则四个单向开关中至少有一个处于导通状态，满足这些要求的开关组合共有8种，列于表2-1。,(a)开关单元(b)接到同一相负载的两组双向开关,图2-5 矩阵式变频器的双向开关,2.1.2 矩阵式交-交变频器,如果原始状态是表2-1中的第1种开关状态，即VS1正反向都能导通，那么直

8、接切换到第2种开关状态是不行的，因为这样会造成电源短路。但当iL0时，经过状态3、7、5，再切换到状态2则始终是安全的；,同理，当iL0时，由状态1经过4、8、6到2也能实现安全换流。对于其他输出相也同样可以找出类似的安全换流次序。当要关断的器件被要开通的器件施以反压时，可实现零电流开关。这种情况发生的概率只有50%，所以这种换流策略又称为半软换流策略。,表2-1 4个单向开关的允许组合,3.输出电压 矩阵式交-交变频器的简化结构如图2-6所示。对于任意一组三相输入电压ui，通过按一定规律控制矩阵式主电路开关元件，就可以合成所需要的输出电压，输出电压可表示为：,在纯电阻性负载下，MC的最高输出

9、频率可达300Hz以上，在电动机负载下，也能达到额定频率以上，但最高输出电压有一个限制。当要求输出电流为正弦波并采用高频调制时，最高输出电压为输入电压的0.866倍。MC是开关性质的变换器，其输入电流和输出电压都不可避免地有谐波，但由于自关断器件在高频SPWM状态下工作，谐波的阶次较高，故只需在输入、输出端附加很小的LC滤波器，就能显著地改善输入电流和输出电压波形。由于采用了自关断器件，可以使输入电流的相移因数（基波功率因数cos1）为任意指令值。,综上所述，矩阵式交-交变频器具有以下特点：（1）结构紧凑，效率高，相当于一台取消了大容量贮能元件的双PWM变流器；（2）输入相电流相位可控，能够实

10、现功率因数为1或超前的功率因数，因而具有类似同步电动机的无功补偿性能；（3）可以输出正弦负载电压，且输出电压频率和幅值宽范围连续可调，特别是输出频率可高于基频，克服了整流器组合式交-交变频器只能在基频以下调速的不足；（4）能够实现能量双向流动，便于电动机实现四象限运行。,思考题：1.矩阵式交-交变频器的输出电压与输入电压有何关系？2.矩阵式交-交变频器的特点是什么？,2.2 交-直-交变频器,从整体结构上看，电力电子变压变频器可分为交-直-交和交-交两大类。交-直-交变压变频器先将工频交流电源通过整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流，如下图所示。,2.2 交-直-交变频器,

11、交-直-交型变频器的控制方式根据变压与变频是否同时进行可分为两种：1.PAM控制方式 它是把变压（VV）与变频（VF）分开完成，前面的环节用来改变直流电压的幅值，后面的环节用来改变逆变器输出的频率，这种分别控制直流电压幅值和交流输出频率的方法称为脉冲幅值调制方式（Pulse Amplitude Modulation）方式，简称PAM控制方式；2.PWM控制方式 它是把变压（VV）与变频（VF）集中于逆变器完成，即前面为不可控整流器，中间直流电压恒定，而后由逆变器同时完成变压与变频，逆变器采用脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation）的方式，简称PWM控制方式。,2.2 交-直

12、-交变频器,交-直-交变频器根据不同的标准进行分类，如下所示：,在交-直-交变压变频器中，按照中间直流环节直流电源性质的不同，逆变器可以分成电压源型和电流源型两类.两种类型的实际区别在于直流环节采用怎样的滤波器。下图绘出了电压源型和电流源型逆变器的示意图。,2.2.1 交-直-交电压源型变压变频器,电压源型逆变器（Voltage Source InverterVSI），有时简称电压型逆变器。,中间直流环节采用大电容滤波，直流电压脉动很小，近似为电压源，具有低阻抗特性。逆变器输出的三相交流电压波形为矩形波或阶梯波，不受负载参数的影响，而交流侧电流波形因负载阻抗角的不同而不同，其波形接近三角波或正

13、弦波。由于直流环节并联有大电容，直流电压的极性不能改变，直流电流受整流电路功率器件单向导电性的限制也不能改变流向。,当负载电动机需要做再生制动运行时：大容量的调速系统：需与整流电路反并联一组逆变桥，使再生能量通过逆变桥回馈到交流电网。当系统容量较小时，可在直流电路加装能耗电阻，当再生能量回馈到直流电路，使再生能量消耗在电阻上。,交-交变频器与交-直-交变频器主要特点比较,表2-2 交-交变频器与交-直-交变频器主要特点比较,2.2.2 交-直-交电压源变频器的基本原理,1.逆变器主电路,开关符号代表任何一种电力电子开关器件，如IGBT,MOSFET,GTR,GTO等。每只功率开关元件反并联一只

14、续流二极管，为感性负载的滞后电流提供续流通路。逆变器直流环节并联有大容量滤波电容，当逆变器的负载为三相异步电动机时，这个电容同时又是缓冲负载无功功率的贮能元件。,图2-8 三相电压源逆变器主电路,主电路构成如图2-8所示。,2.波形分析在三相桥式逆变器中，有180导通型和120导通型两种换流方式。在某一瞬间，控制一个开关器件关断，同时使另一个器件导通，就实现了两个器件之间的换流。,180导通型逆变器是指同一桥臂上、下两管之间互相换流的逆变器。,例如，当VT1关断后，使VT4导通，而当VT4关断后，又使VT1导通。这时，每个开关器件在一个周期内导通的区间是180，其他各相亦均如此。由于每隔60有

15、一个器件开关，在180导通型逆变器中，除换流期间外，每一时刻总有3个开关器件同时导通。,图2-9 180导电型电压源逆变器元件导通规律及输出电压波形,2.波形分析,但须注意，必须防止同一桥臂的上、下两管同时导通，否则将造成直流电源短路，谓之“直通”。为此，在换流时，必须采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件发出关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，叫做“死区时间”，再给应导通的器件发出开通信号。,死区时间的长短视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快时，所留的死区时间可以越短。为了安全起见，设置死区时间是非常必要的，但它会造成输出电压波形的畸变。,分析逆变器输出电压的谐波分量，可知相电压和

16、线电压均不存在3及3的整数倍次谐波，但都存在6k1（k=1，2，3，）次谐波，特别是5次、7次谐波成分较大，会使负载电机的谐波损耗增加，发热加剧，负载转矩脉动较大，对电动机的运行十分不利。,二、交-直-交电流源变频器,中间直流环节采用大电感滤波，因而直流电流脉动很小，近似为电流源，具有高阻抗特性，大电感同时又起到缓冲负载无功能量的作用。逆变器的开关只改变电流的方向，三相交流输出电流波形为矩形波或阶梯波，而输出电压波形及相位随负载不同而变化。由于直流侧电压可以迅速改变甚至反向，所以动态响应比较快，负载电动机可四象限运行。因此主电路结构简单，安全可靠，非常适用于大容量或要求频繁正、反转运行的系统。

17、,（一）交-直-交电流源变频器的特点,交-直-交变频器的分类及特点,2.3 PWM控制基础,采用晶闸管元件的六脉波变频调速系统在运行中存在如下问题：（1）整流和逆变需要两套晶闸管元件，主电路开关元件较多，装置庞大；（2）低频时网侧功率因数低，谐波高，对电网污染大；（3）由于中间直流环节大惯性元件存在，使系统的动态响应缓慢；（4）逆变器输出谐波分量大，产生较大的脉动转矩，低速时尤为严重。,2.3 PWM控制基础,PAM控制 它是把变压（VV）与变频（VF）分开完成，前面的环节用来改变直流电压的幅值，后面的环节用来改变逆变器输出的频率，这种分别控制直流电压幅值和交流输出频率的方法称为脉冲幅值调制方

18、式（Pulse Amplitude Modulation）方式，简称PAM控制方式；,PWM控制 它是把变压（VV）与变频（VF）集中于逆变器完成，即前面为不可控整流器，中间直流电压恒定，而后由逆变器同时完成变压与变频，逆变器采用脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation）的方式，简称PWM控制方式。,随着自关断型电力电子器件（如GTO、GTR、IGBT、MOSFET等）、微电子技术及微计算机技术的发展，采用脉宽调制（PWM）控制技术的变频调速器蓬勃发展起来。PWM变频器基本解决了常规六脉波变频器中存在的问题，成为现代交流调速技术发展最快的一个领域。,2.3 PWM控制基础,2

19、.3.1.PWM控制原理,1964年，德国的A.Schonung等率先把通信系统中的调制技术应用到交流调速领域，提出了脉宽调制变频的思想。其基本思想是用一系列等幅不等宽的矩形脉冲来逼近理想正弦波，即通过控制逆变器功率开关器件导通或关断，在逆变器输出端获得一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形。改变矩形脉冲的宽度和调制周期就可以改变输出电压的幅值和频率。,理论基础 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。,冲量指窄脉冲的面积,环节的输出响应波形基本相同,在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不等的窄脉冲 加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。,2.3.1.PWM控制

20、原理,按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse width modulation，SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。,怎样才能得到所需要的PWM脉冲序列呢？,2.3.1.PWM控制原理,2.3.1.PWM控制原理,以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，

21、从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。,2.3.1.PWM控制原理,在PWM控制中，一般定义调制比为 式中，Urm 是正弦调制波的幅值；Ucm是三角载波的幅值。通常M在01之间变化，以调节输出电压的幅值。,（2-7）,注意:（1）PWM脉冲特点：高度相等，中心矩相等，但宽度呈正弦变化；（2）SPWM波仍有高次谐波，但幅值较大的低次谐波都被消除或被有效地抑制了；（3）PWM控制方式，要求使用高开关频率的电力电子元件；（4）PWM技术在本质上是变压技术而不是变频技术，是一种区别于PAM的调压方式。,2.3.1.PWM控制原理,2.3.2 PWM变频器,图2-18

22、 PWM变频器的原理图(a)主电路,3个参考信号互差120且共用一个载波信号。,2.3.2 PWM变频器,调频原理：改变参考波频率，即可调节SPWM波的基波频率；调压原理：改变参考波幅值，即可调节SPWM波的宽度，从而改变输出电压的有效值；,PWM和PAM控制的区别（1）逆变器的开关采用全控型器件，只有一个功率级；（2）采用不控整流，电网功率因数与负载电压无关，而接近于1；（3）动态响应与直流环节无关，响应快；（4）能消除或抑制低次谐波，因而转矩脉动小，大大扩展了电动机的调速范围。,2.3.2 PWM变频器,2.3.3.同步调制与异步调制,3.同步调制与异步调制载波比载波频率 fc与调制信号频

23、率 fr 之比N，即N=fc/fr 根据载波和信号波是否同步即载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。,（1）同步调制 同步调制N 等于常数，即在变频时使载波频率和信号波频率成正比变化。fr 变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；,2.3.3.同步调制与异步调制,特点：三相公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相输出对称；fr 很低时，fc 也很低，脉冲间距大，谐波显著增加；fr 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。,同步调制三相PWM波形,2.3.3.同步调制与异步调制,（2）异步调制 异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。保持 fc 固定不变，当

24、 fr 变化时，载波比 N 是变化的；在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲很难保持对称。,2.3.3.同步调制与异步调制,特点：1)低频时（fr 较低），N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响较小，所以低频时相应地减小了谐波分量；2）难以保证三相输出的对称关系，引起电动机工作不平稳。,（3）分段同步调制把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；在 fr 高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在 fr 低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。,2.3.3.同步调制与异步调制,（4）混合调制 可在低频输出时采

25、用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,2.3.3.同步调制与异步调制,2.3.4 单极性和双极性脉宽调制,4.单极性和双极性脉宽调制根据调制波的正或负半周期内PWM脉冲的极性是否变化，PWM变频器的工作方式分为单极性工作方式和双极性工作方式两种。,单极性控制方式,（1）单极性控制方式 正弦波的半个周期内，三角载波只在一种极性范围内变化，所得到的PWM波也只处于一个极性范围内，叫做单极性控制方式。,双极性PWM控制方式,（2）双极性控制方式在正弦波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则所得到的PWM波也是在正负之间变化，叫做双极

26、性控制方式。,单极性脉宽调制规律,表2-6 单极性脉宽调制规律,表2-6 单极性脉宽调制规律,双极性脉宽调制规律,（3）单/双极性工作方式的性能比较,图2-20 三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形,O,O,O,w1 t,w1 t,w1 t,ura,urb,urc,ut,-Ud2,Ud2,-Ud2,-Ud,Ud2,Ud,双极性PWM控制方式,双极性的工作方式决定了每个载波周期都要出现一次上、下开关管的切换，而单极性逆变器在调制正弦波的半个周期才切换一次，况且载波频率一般为120kHz，比调制正弦波高很多，因此双极性逆变器的切换次数远远多于单极性逆变器。双极性逆变器的输出电流更接近正弦波，畸

27、变小。,双极性PWM控制方式,脉宽调制的约束条件为保证开关元件安全工作，所调制的脉冲波有最小脉宽和最小间隙的限制，以保证脉冲宽度和间隙大于开关元件的ton和toff。,（3）单/双极性工作方式的性能比较,电流谐波 谐波电流引起电机电流有效值增加，电流波形畸变，功率因数降低，铜耗和铁耗上升等。谐波电流有效值为,5.PWM控制的性能指标,总电流谐波畸变率THD（Total Harmonic Distortion）式中，I1为基波电流的有效值；n为傅立叶级数展开的谐波分量阶次。,开关频率和开关损耗随着开关频率提高，输出交流信号谐波成分下降，但对周围电子设备的干扰增大。同时，各种电力电子器件的开关频率

28、受到其固有的开关时间和开关损耗的限制，因此开关频率必须低于其规定的最高开关频率。,5.PWM控制的性能指标,电力电子器件的开关频率：SCR：300500Hz GTO：12kHz GTR：15kHz MOSFET：可达50kHz IGBT：20kHz,2.4 PWM控制技术,1.自然采样法,在正弦波与三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，从而生成SPWM波形的方法.,一般采用的方法是，先将正弦参考波ur和三角波uc以表格的形式存在存储器内，实际运行时采用查表的方法或仅通过简单的计算得到脉宽的大小。采用这种方法，当调速系统频率变化范围较大时，将占用较大的内存空间，所以仅适用于有限调速范围的场

29、合。,2.4 PWM控制技术,2.规则采样法,在工程上更实用的简化方法，弥补自然采样法的不足，且力求采样效果，接近于自然采样法，又不必占用太多的计算时间。,2.规则采样法,规则采样法原理三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合。规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化。,根据脉冲电压对三角载波的对称性，脉冲宽度t2和间隙时间t1及t3可由下面公式计算（设三角波峰值为标幺值1）：,式中Tt为三角载波的周期。,2.规则采样法,根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波形，具体实现方

30、法有：查表法可以先离线计算出相应的脉宽等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。,实时计算法事先在内存中存放正弦函数，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tt/2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。,3.电流滞环跟踪型PWM控制,问题的提出 应用PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压.但是，在异步电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。,另一方面，电压型变频器直流电源是恒压源，允许电流

31、突变，若负载为低阻抗或发生短路，会产生很大的冲击电流。,措施：对电流实施实时控制。,3.电流滞环跟踪型PWM控制,图2-23 电流滞环跟踪PWM控制逆变器的单相结构,图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2。将给定电流 ir 与输出电流 if 进行比较，电流偏差 超过 时，经滞环控制器HBC控制逆变器相应相上（或下）桥臂的功率器件动作。,3.电流滞环跟踪型PWM控制,输出电流与给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。,3.电流滞环跟踪型PWM控制,电流跟踪控制的精度与滞环的环宽有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约；当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多

32、，谐波分量高；如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大了；应在充分利用器件开关频率的前提下，选择尽可能小的环宽。,3.电流滞环跟踪型PWM控制,电流滞环跟踪控制方法的特点：结构简单，电流响应快，输出电压波形中不含特定频率的谐波分量。调速时，只需改变电流给定信号的频率，无需进行电压调节。功率器件的开关频率变化大，不利于功率器件的安全工作。,dir/dt 与 fT,固定开关频率的电流跟踪PWM控制技术,4.电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,问题的提出经典的SPWM控制主要着眼于使变频器的输出电压尽量接近正弦波；电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电

33、压前进了一步；然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。,如果把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”。下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。,4.电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,空间矢量的定义交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，如果再考虑到它们所在绕组的空间位置，如图所示，可以定义为空间矢量uA0，uB0，uC0。,4.电

34、压空间矢量PWM（SVPWM）控制,定子电压空间矢量：uA0、uB0、uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值是每相电压值的3/2倍。,4.电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,电压与磁链空间矢量的关系用合成空间矢量表示的定子电压方程式为,us 定子三相电压合成空间矢量；Is 定子三相电流合成空间矢量；s 定子三相磁链合成空间矢量。,当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（2-15）中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空

35、间矢量的近似关系为,或,4.电压空间矢量PWM（SVPWM）控制,磁链轨迹,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。,（2-18）,其中 m是磁链s的幅值，1为其旋转角速度。,由式（2-16）和式（2-18）可得,（2-19）,上式表明，当磁链幅值一定时，us的大小与1（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向,磁链轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系,如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链

36、圆重合。这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。,以u0，u1，u2 u7分别表示8个工作状态对应的电压空间矢量，在复平面上可以得到如图2-28所示的电压空间矢量图。其中，u0和u7对应着电动机三相绕组电压为零，故称为零矢量。,三相逆变器的开关状态表,电压空间矢量的扇区划分,为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的、，每个扇区对应的时间均为/3。,对于六脉波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔/3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这/3 时刻内则保持不变

37、。随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转/3，直到一个周期结束。,这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。,图2-29 六脉波逆变器供电时电压空间矢量与磁链矢量,在/3 所对应的时间 t 内，施加 u1的结果是使定子磁链 1 产生一个增量，其幅值与|u1|成正比，方向与u1一致，最后得到新的磁链，而,可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。,（2-20）,如果 u1 的作用时间t 小于/3，则 i 的幅值也按比例地减小。,依此类推，可以写成 的通式,总之，在一个周期内，

38、磁链空间矢量的尾部在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。,可以得到的结论是：如果交流电动机仅由常规的六脉波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。,逆变器的电压空间矢量虽然只有8个，但可以利用现代电力电子器件开关频率高的优势，将已有的8个电压空间矢量进行线性组合，获得更多的与u1 u6相位不同的等幅不同相的电压空间矢量，从而用尽可能多的多边形磁链轨迹逼近理想的圆形磁场。,要有效地控制

39、磁链轨迹，必须解决三个问题：（1）如何选择电压矢量；（2）如何确定各电压矢量的作用时间；（3）如何确定各电压矢量的作用次序。,在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。实现SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间 T0 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量 us，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。,电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制,PWM控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制PWM的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。科技工作者已经提出过多种实现方法，例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等，这里只介绍线性组合法。,基本思路,图 逼近圆

40、形时的磁链增量轨迹,如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11，12，13，14 这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。,线性组合的方法,图2-30表示由电压空间矢量和的线性组合构成新的电压矢量。,设在一段换相周期时间T0 中，可以用两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量ur1，新矢量的相位为。,图2-30表示了由u1、u2构成新的电压空间矢量的线性组合，设在原u1状态结束后，期望在时间T0内电压空间矢量ur1起作用，并有ur1=u1。采用部分u1矢量和部分u2矢量求和得到矢量ur1，t1u1/T0和t2u2/T0

41、分别表示部分u1和部分u2矢量，它们合成矢量为ur1。ur1与u1和u2相位均不同，而幅值相同,根据磁链幅值应为恒值的要求，可利用式（2-17）写出下列方程式：上式中，u1作用时间为t1，u2作用时间为t2，按获得圆形旋转磁场的要求，ur1作用时间应为T0，但T0不一定正好等于t1+t2，其时间的差额就由零矢量u0（或u7）来补足。,（2-21）,应当指出，零矢量作用期间磁链实际上处于静止等待状态。在式（2-21）中，u0的幅值为零，故：,将上式变换到直角坐标系来表示，得,式中A=ur1，B=US，并令。求解上式可得：,开关状态顺序原则,在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，

42、因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则：任意一次电压矢量的变化只能有一个桥臂的开关动作，表现在二进制矢量表示中只有一位变化，以满足最小开关损耗。,如果允许有两个或三个桥臂同时动作，则在线电压的半周期内会出现反极性的电压脉冲，产生反向转矩，引起转矩脉动和电磁噪声。,新的电压矢量ur1的作用时间为T0，因而产生的磁链增量l1=ur1T0，如图2-31所示。在下一个T0期间，仍选用u1和u2的线性组合，但两者的作用时间与前一区间不同，这样就可以获得与us相位不同的电压矢量ur2，相应的磁链增量为l2。由若干个不同相位的li（i=1，2，3，）组成的磁链矢量顶端轨迹呈一新的多边形，比正六边形更接近圆形

43、。,在图2-28中，逆变器的一个工作周期中六个电压空间矢量形成六个扇区，每个区间为/3电角度。各工作区间对称，一个扇区的状态可推广到其它扇区。在常规六拍逆变器中一个扇区只有一个开关状态起作用，而SVPWM控制是把每一扇区再分成若干个小区间。每个小区间有若干个线性组合的电压空间矢量ur按一定规律作用，从而可以获得逼近圆形的多边形旋转磁场。一个扇区内所分的小区间越多，就越能逼近圆形旋转磁场。,每一个 T0 相当于 PWM电压波形中的一个脉冲波。例如：图2-28b所示扇区内的区间包含t1，t2，t7 和 t8 共4段，相应的电压空间矢量为 u1，u2，u7 和 u0，即 100，110，111 和

44、000 共4种开关状态。,为了使电压波形对称，把每种状态的作用时间都一分为二，因而形成电压空间矢量的作用序列为：12700721，其中1表示作用u1，2表示作用u2，。这样，在这一个时间内，逆变器三相的开关状态序列为100，110，111，000，000，111，110，100。,按照最小开关损耗原则进行检查，发现上述1270的顺序是不合适的。为此，应该把切换顺序改为01277210，即开关状态序列为000，100，110，111，111，110，100，000，这样就能满足每次只切换一个开关的要求了。,T0 区间的电压波形,第扇区内一段T0区间的开关序列与逆变器三相电压波形,虚线间的每一小段

45、表示一种工作状态,由电机学原理，交流电动机的转速取决于旋转磁场的速度，即定子磁链矢量的旋转速度。由前面的分析可知，当忽略定子绕组电阻压降（该值一般很小）时，定子磁链矢量的变化率与电压矢量幅值成正比。因此通过改变电压矢量的大小可以改变旋转磁场的旋转速度即控制电动机的转速。,电动机的转速控制,可采用下述两种不同的方式：（1）改变逆变器直流侧电压 逆变器的直流电源电压Ud改变后各电压矢量皆成比例变化 优点：磁通（磁链）与转矩（转速）分别进行控制，可按保持磁链矢量幅值不变及减小谐波影响选取电压矢量，优化PWM逆变器的开关模式；缺点：需要采用可控整流电路或采用斩波器进行直流调压，增加了控制电路的复杂程度

46、。适合于在电动机额定转速以下降压调速的恒转矩控制方式。额定转速以上的恒功率控制可采用弱磁方式，即保持PWM逆变器直流侧电压不变，电动机转速将随给定磁链的减小而升高。,（2）通过插入零电压矢量控制电动机的转速。8个电压矢量中有2个是零矢量（u0，u7），由上述分析，磁链矢量i的旋转速度近似与所选的电压矢量幅值成正比。因此，如果某时刻选取的是零电压矢量，则该时刻的磁链矢量的旋转速度近似为零，这样就可以通过适当选用零电压矢量来降低磁链矢量i的旋转速度。,小 结,（1）电动机旋转磁场逼近圆形的程度取决于小区间时间T0的长短，T0越小，旋转磁场越逼近圆形，但T0的最小值受功率开关器件允许的开关频率的限制

47、。（2）利用电压空间矢量直接生成PWM脉冲，计算简便。（3）采用电压空间矢量PWM控制时，逆变器输出线电压基波最大幅值为直流侧电压，这比一般的SPWM逆变器输出电压高15%。（4）SVPWM控制直接着眼于如何使电动机获得圆形磁场，从而获得均匀的电磁转矩，有效地抑制了转矩脉动和噪声。,思考题：电流跟踪控制的滞环环宽应如何选择？如何运用已有的8个电压空间矢量进行线性组合，获得与u1 u6相位不同的电压空间矢量？请画出SVPWM控制方式下，第扇区内一段T0区间的开关序列与逆变器三相电压波形（依据最小开关损耗的原则）。,五、优化PWM技术,优化PWM即根据某一额定目标将所有工作频率范围内的开关角度预先

48、计算出来，然后通过查表或其他方式输出，形成PWM波形。低次谐波消去法 效率最优法 转矩脉动最小PWM,特定谐波消去法的输出波形,图2-32 特定谐波消去法的输出PWM波形,采用直接计算的下图中各脉冲起始与终了相位1，2，m的方法，以消除指定次数的谐波，构成近似正弦的PWM波形（Selected Harmonics Elimination PWMSHEPWM）。,消除指定次数谐波的PWM 控制技术,对图2-32的PWM波形作傅氏分析可知，其k次谐波相电压幅值的表达式为（2-27）式中 Ud变压变频器直流侧电压；1以相位角表示PWM波形第i个起始或终了时刻。从理论上讲，要消除第k次谐波分量，只须令

49、式（2-27）中的Ukm=0，并满足基波幅值为所要求的电压值，从而解出相应的值即可。,这种方法的优点是利用较低的开关频率，可有效地抑制某些低次谐波，用有限的开关频率实现系统的高性能，因此在大功率或电流型逆变器中应用较多。但指定次数以外的谐波却不一定减少，不过它们已属高次谐波，可以较容易地用滤波器加以消除。此外，其主要缺点是实时控制困难，并且高次谐波的幅值大大增加了，这会引起损耗增加。,六、随机PWM技术,普通PWM逆变器的电流中含有较大的谐波成分，此谐波电流将引起脉动转矩。脉动转矩作用在电动机定转子上，使电动机定子产生振动而发出噪声，其强度和频率范围取决于脉动转矩的大小和交变频率。此外，电流中

50、一些幅度较大的中频谐波成分，还容易引起电动机的机械共振，导致系统的稳定性降低。为了解决以上问题：一种方法是提高开关频率，使之超过18kHz，但是这种方法伴随着较高的开关损耗；另一种方法就是随机PWM控制方法，它从改变噪声的频谱分布入手，使逆变器输出电压的谐波成分均匀地分布在较宽的频带范围内，以达到抑制噪声和机械共振的目的,随机PWM的基本原理,PWM逆变器的电压控制可以通过控制开关器件的占空比来实现。虽然占空比跟开关器件的导通位置（即导通角）和开关频率无关，但是导通位置和开关频率的改变却影响着输出电压的频谱分布。如果导通位置和开关频率以随机的方式加以改变，逆变器输出电压就得到一个宽而平均的连续