文元美现代通信原理课件第4章数字信号的基带传输.ppt

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1、2023/8/15,课件,1,第 4 章 数字信号的基带传输,4.1 数字基带信号 4.2 数字基带传输系统 4.3 无码间串扰的基带传输系统 4.4 眼图 4.5 时域均衡原理 4.6 部分响应技术,2023/8/15,课件,2,数字基带传输系统的基本结构,2023/8/15,课件,3,4.1 数字基带信号,4.1.1 数字基带信号的常用码型,传输码型的选择，主要考虑以下几点：(1)码型中低频、高频分量尽量少；(2)码型中应包含定时信息，以便定时提取；(3)码型变换设备要简单可靠；(4)码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，则就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动监测,20

2、23/8/15,课件,4,(5)编码方案对发送消息类型不应有任何限制，适合于所有的二进制信号。这种与信源的统计特性无关的特性称为对信源具有透明性；(6)低误码增殖；(7)高的编码效率。,2023/8/15,课件,5,数字基带信号码型单极性(NRZ)码；(b)双极性(NRZ)码；(c)单极性(RZ)码；(d)双极性(RZ)码；(e)差分码；(f)交替极性码(AMI)；(g)三阶高密度双极性码(HDB3)；(h)分相码；(i)信号反转码(CMI),2023/8/15,课件,6,1.单极性不归零(NRZ)码,(1)发送能量大，有利于提高接收端信噪比；(2)在信道上占用频带较窄；(3)有直流分量，将导

3、致信号的失真与畸变；且由于直流分量的存在，无法使用一些交流耦合的线路和设备；(4)不能直接提取位同步信息；(5)接收单极性NRZ码的判决电平应取“1”码电平的一半。,2023/8/15,课件,7,2.双极性不归零(NRZ)码,(1)从统计平均角度来看，“1”和“0”数目各占一半时无直流分量，但当“1”和“0”出现概率不相等时，仍有直流成份；(2)接收端判决门限为0，容易设置并且稳定，因此抗干扰能力强；(3)可以在电缆等无接地线上传输。,2023/8/15,课件,8,3.单极性归零(RZ)码 在传送“1”码时发送1个宽度小于码元持续时间的归零脉冲；在传送“0”码时不发送脉冲。其特征是所用脉冲宽度

4、比码元宽度窄，即还没有到一个码元终止时刻就回到零值，因此，称其为单极性归零码。脉冲宽度与码元宽度Tb之比/Tb叫占空比。单极性RZ码与单极性NRZ码比较，除仍具有单极性码的一般缺点外，主要优点是可以直接提取同步信号。此优点虽不意味着单极性归零码能广泛应用到信道上传输，但它却是其它码型提取同步信号需采用的一个过渡码型。即它是适合信道传输的，但不能直接提取同步信号的码型，可先变为单极性归零码，再提取同步信号。,2023/8/15,课件,9,4.双极性归零(RZ)码,(1)在“1”、“0”码不等概率情况下，也无直流成分，且零频附近低频分量小。因此，对具有变压器或其它交流耦合的传输信道来说，不易受隔直

5、特性影响。(2)若接收端收到的码元极性与发送端完全相反，也能正确判决。(3)只要进行全波整流就可以变为单极性码。,2023/8/15,课件,10,5.差分码,2023/8/15,课件,11,6.交替极性码(AMI),2023/8/15,课件,12,7.三阶高密度双极性码(HDB3),当信码序列中加入破坏脉冲以后，信码B和破坏脉冲V的正负必须满足如下两个条件：,2023/8/15,课件,13,(1)B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以便确保编好的码中没有直流成分。(2)V码必须与前一个码(信码B)同极性，以便和正常的AMI码区分开来。如果这个条件得不到满足，那么应该在四个连“0”码的

6、第一个“0”码位置上加一个与V码同极性的补信码，用符号B表示。此时B码和B码合起来保持条件(1)中信码极性交替变换的规律。,2023/8/15,课件,14,HDB3,2023/8/15,课件,15,8.分相码 数字双相码又称Manchester码，其编码规则是：将信息代码0编码为线路码“01”；信息代码1编码为线路码“10”(也可以将信息代码0、1的编码规则反之)。,2023/8/15,课件,16,9.传号反转码(CMI)CMI码的编码规则是：将信息代码0编码为线路码“01”；信息代码1编码为线路码“11”与“00”交替出现。,2023/8/15,课件,17,10.多进制码,四进制代码波形,2

7、023/8/15,课件,18,用数字电路实现码型之间的变换,1、AMI HDB3（分立元件或专用芯片）2、单极性不归零码 单极性归零码 单极性不归零码 单极性归零码 a-单极性不归零码 b-码元同步脉冲 c-单极性归零码,a,b,c,与,2023/8/15,课件,19,单极性不归零码 单极性归零码 Q-单极性不归零码 cp-码元同步脉冲 D-单极性归零码用D触发器实现 状态方程为：,D,cp,Q,D 触发器,2023/8/15,课件,20,3、单极性不归零码 差分码单极性不归零码 差分码用J-K触发器实现 状态方程为：a-单极性不归零码 cp-码元同步脉冲 Q-单极性归零码,J=1,cp,Q,

8、J-k 触发器,K=1,与,cp,a,2023/8/15,课件,21,单极性不归零码 差分码用异或门实现 状态方程为：,异或,延时,Ck,Dk,2023/8/15,课件,22,差分码 单极性不归零码用异或门实现 状态方程为：,异或,延时,DK,Ck,2023/8/15,课件,23,4.1.2 数字基带信号功率谱,随机过程的频谱特性是用它的功率谱密度来表述的。我们知道，随机过程中的任一实现是一个确定的功率型信号，而对于任意的确定功率信号f(t)，它的功率谱密度为,过程的功率谱密度应看做是任一实现的功率谱的统计平均，即,2023/8/15,课件,24,数字基带信号的一般数学表达式,设二进制的随机脉

9、冲序列如图（a）所示。其中，假设g1(t)表示“0”码，g2(t)表示“1”码。g1(t)和g2(t)在实际中可以是任意的脉冲，但为了便于在图上区分，这里我们把g1(t)画成宽度为Ts的方波，把g2(t)画成宽度为Ts的三角波。现在假设序列中任一码元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1-P，且认为它们的出现是统计独立的，则s(t)可用下式表征。即,2023/8/15,课件,25,随机脉冲序列示意波形,2023/8/15,课件,26,为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把s(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)。所谓稳态波，即是随机序列s(t)的统计平均分量

10、，它取决于每个码元内出现g1(t)、g2(t)的概率加权平均，且每个码元统计平均波形相同，因此可表示成 其波形如图(b)所示，显然v(t)是一个以Ts为周期的周期函数。,2023/8/15,课件,27,交变波u(t)是s(t)与v(t)之差，即 u(t)=s(t)-v(t)或者写成显然u(t)是随机脉冲序列，图（c）画出了u(t)的一个实现。,2023/8/15,课件,28,下面我们根据上两式，分别求出稳态波v(t)和交变波u(t)的功率谱，将两者的功率谱合并起来就可得到随机基带脉冲序列s(t)的频谱特性1、v(t)的功率谱密度pv(f)由于V(t)是以Tb为周期的周期信号，故可展开成傅氏级数

11、，然后根据周期信号功率谱密度与傅氏系数的关系得到V(t)的功率谱。稳态波是离散线谱，根据离散谱可确定随机序列是否含有直流分量和定时分量。2、U(t)功率谱密度pu(f)U(t)是功率型随机脉冲序列，它的功率谱密度可用截短函数和求统计平均的方法来求。交变波的功率谱是连续谱，与g1(t)、g2(t)的频谱以及出现的概率有关。根据连续谱可确定随机序列的带宽。3、s(t)=u(t)+v(t)的功率谱密度p(f),2023/8/15,课件,29,假设随机脉冲序列为,2023/8/15,课件,30,从上式我们可以得出如下结论：,单极性不归零信号 若假设g1(t)=0,g2(t)为门函数，且p=1/2,则功

12、率谱密度为,只有连续谱和直流分量。,2023/8/15,课件,31,双极性不归零信号 当P=1/2时，双极性信号的谱密度为,单极性归零码谱密度,双极性归零码谱密度 动画演示,2023/8/15,课件,32,根据信号功率的90%来定义带宽B，则有,利用数值积分，由上式可求得双极性归零信号和单极性归零信号的带宽近似为,2023/8/15,课件,33,4.1.3 码型变换的基本方法,1.码表存储法,图 4 3 码表存储法方框图,2023/8/15,课件,34,2.布线逻辑法,图 4 4 布线逻辑法方框图,2023/8/15,课件,35,图 4-5CMI编/译码器及各点波形(a)CMI码编码器电路；(

13、b)CMI码译码器电路；(c)各点波形,2023/8/15,课件,36,3.单片HDB3编译码器 近年来出现的HDB3编码器采用了CMOS型大规模集成电路CD22103，该器件可同时实现HDB3编、译码，误码检测及AIS码检出等功能。主要特点有：编、译码规则符合CCITT G.703建议，工作速率为50 kb/s10 Mb/s；有HDB3和AMI编、译码选择功能；接收部分具有误码检测和AIS信号检测功能；所有输入、输出接口都与TTL兼容；具有内部自环测试能力。,2023/8/15,课件,37,图 4-6CD22103 引脚及内部框图,2023/8/15,课件,38,图 4 7 实用HDB3编/

14、译码电路,2023/8/15,课件,39,4.缓存插入法,图 4 8 缓存插入法框图,2023/8/15,课件,40,4.2 数字基带传输系统,4.2.1 数字基带系统的基本组成,数字基带传输系统方框图,2023/8/15,课件,41,基带传输系统各点的波形,2023/8/15,课件,42,码间串扰示意图,2023/8/15,课件,43,4.2.2 基带传输系统的数学分析,基带传输系统简化图,假定输入基带信号的基本脉冲为单位冲击(t)，这样发送滤波器的输入信号可以表示为,2023/8/15,课件,44,其中ak是第k个码元，对于二进制数字信号，ak的取值为0、1(单极性信号)或-1、+1(双极

15、性信号)。由图可以得到,式中h(t)是H()的傅氏反变换，是系统的冲击响应，可表示为,nR(t)是加性噪声n(t)通过接收滤波器后所产生的输出噪声。,2023/8/15,课件,45,抽样判决器对y(t)进行抽样判决，以确定所传输的数字信息序列ak。为了判定其中第j个码元aj的值，应在t=jTb+t0瞬间对y(t)抽样，这里t0是传输时延，通常取决于系统的传输函数H()。显然，此抽样值为,2023/8/15,课件,46,4.2.3 码间串扰的消除,理想的传输波形,2023/8/15,课件,47,4.3 无码间串扰的基带传输系统,(1)基带信号经过传输后在抽样点上无码间串扰，也即瞬时抽样值应满足：

16、,令k=j-k，并考虑到k也为整数，可用k表示，,2023/8/15,课件,48,(2)h(t)尾部衰减快。从理论上讲，以上两条可以通过合理地选择信号的波形和信道的特性达到。下面从研究理想基带传输系统出发，得出奈奎斯特第一定理及无码间串扰传输的频域特性H()满足的条件。,2023/8/15,课件,49,4.3.1 理想基带传输系统 理想基带传输系统的传输特性具有理想低通特性，其传输函数为,如图4-14(a)所示，其带宽B=(b/2)/2=fb/2(Hz)，对其进行傅氏反变换得,2023/8/15,课件,50,理想基带传输系统的H()和h(t),2023/8/15,课件,51,如果信号经传输后整

17、个波形发生变化，但只要其特定点的抽样值保持不变，那么用再次抽样的方法(这在抽样判决电路中完成)，仍然可以准确无误地恢复原始信码，这就是奈奎斯特第一准则(又称为第一无失真条件)的本质。在图4-14所表示的理想基带传输系统中，各码元之间的间隔Tb=1/(2B)称为奈奎斯特间隔，码元的传输速率RB=1/Tb=2B。所谓频带利用率是指码元速率RB和带宽B的比值，即单位频带所能传输的码元速率，其表示式为,2023/8/15,课件,52,H()的分割,2023/8/15,课件,53,4.3.2 无码间串扰的等效特性,2023/8/15,课件,54,由于h(t)是必须收敛的，求和与求积可互换，得,2023/

18、8/15,课件,55,4.3.3 升余弦滚降传输特性,升余弦滚降传输特性H()可表示为,H()是对截止频率b的理想低通特性H0()按H()的滚降特性进行“圆滑”得到的，H1()对于b具有奇对称的幅度特性，其上、下截止角频率分别为b+1、b-1。它的选取可根据需要选择，升余弦滚降传输特性H1()采用余弦函数，此时H()为,2023/8/15,课件,56,显然，它满足(4-19)式，故一定在码元传输速率为fb=1/Tb时无码间串扰。它所对应的冲击响应为,2023/8/15,课件,57,升余弦滚降传输特性,2023/8/15,课件,58,不同值的频谱与波形,2023/8/15,课件,59,(1)当=

19、0，无“滚降”，即为理想基带传输系统，“尾巴”按1/t的规律衰减。当0，即采用升余弦滚降时，对应的h(t)仍旧保持t=Tb开始，向右和向左每隔Tb出现一个零点的特点，满足抽样瞬间无码间串扰的条件，但式(4-23)中第二个因子对波形的衰减速度是有影响的。在t足够大时，由于分子值只能在+1和-1间变化，而在分母中的1与(2t/Tb)2 比较可忽略。因此，总体来说，波形的“尾巴”在t足够大时，将按1/t3的规律衰减，比理想低通的波形小得多。此时，衰减的快慢还与有关，越大，衰减越快，码间串扰越小，错误判决的可能性越小。,2023/8/15,课件,60,(2)输出信号频谱所占据的带宽B=(1+)fb/2

20、，当=0时，B=fb/2，频带利用率为2Baud/Hz，=1时，B=fb，频带利用率为1 Baud/Hz；一般=01时，B=fb/2fb，频带利用率为21 Baud/Hz。可以看出越大，“尾部”衰减越快，但带宽越宽，频带利用率越低。因此，用滚降特性来改善理想低通，实质上是以牺牲频带利用率为代价换取的。,2023/8/15,课件,61,(3)当=1时，有,2023/8/15,课件,62,4.3.4 无码间串扰时噪声对传输性能的影响,1.误码率Pe的两种表示方式,2023/8/15,课件,63,2.Pe与关系曲线,Pe与曲线,2023/8/15,课件,64,图给出了单、双极性Pe的关系曲线，从图中

21、可以得出以下几个结论：(1)在信噪比相同条件下，双极性误码率比单极性低，抗干扰性能好。(2)在误码率相同条件下，单极性信号需要的信噪功率比要比双极性高3dB。(3)Pe曲线总的趋势是，Pe，但当达到一定值后，Pe将大大降低。,2023/8/15,课件,65,3.Pe与码元速率Rb的关系 从Pe的关系式中无法直接看出Pe与Rb的关系，但，B与fb有关，且成正比，因此当Rb时，B，Pe。这就是说，码元速率Rb(有效性指标)和误码率Pe(可靠性指标)是相互矛盾的。,2023/8/15,课件,66,4.4 眼 图,基带信号波形及眼图 动画演示,2023/8/15,课件,67,眼图照片,2023/8/1

22、5,课件,68,眼图的模型,2023/8/15,课件,69,(1)最佳抽样时刻应选择在眼图中眼睛张开的最大处。(2)对定时误差的灵敏度，由斜边斜率决定，斜率越大，对定时误差就越灵敏。(3)在抽样时刻上，眼图上下两分支的垂直宽度，都表示了最大信号畸变。(4)在抽样时刻上，上、下两分支离门限最近的一根线迹至门限的距离表示各自相应电平的噪声容限，噪声瞬时值超过它就可能发生判决差错。(5)对于信号过零点取平均来得到定时信息的接收系统，眼图倾斜分支与横轴相交的区域的大小，表示零点位置的变动范围，这个变动范围的大小对提取定时信息有重要影响。,2023/8/15,课件,70,4.5 时域均衡原理,时域均衡基

23、本波形,2023/8/15,课件,71,横向滤波器方框图,2023/8/15,课件,72,横向滤波器工作原理,2023/8/15,课件,73,x(t)经过延迟后，在q点和r点分别得到x(t-T)和x(t-2T)，如图4-29(c)和(d)所示。若此滤波器的三个抽头增益调制为,2023/8/15,课件,74,则调整后的三路波形如图4-24(e)中虚线所示。三者相加得到最后输出h(t)。其最大值h0出现时刻比x(t)的最大值滞后T秒，此输出波形在各抽样点上的值等于,2023/8/15,课件,75,4.6 部分响应技术,1.部分响应波形,g(t)及其频谱,2023/8/15,课件,76,式中，W为奈

24、奎斯特频率间隔，即W=1/(2Tb)。,不难求出g(t)的频谱函数G()为,2023/8/15,课件,77,当t=0、Tb/2、kTb/2(k=3、5)时，,2023/8/15,课件,78,码间发生干扰示意图,2023/8/15,课件,79,2.差错传播 设输入二进制码元序列ak，并设ak在抽样点上取值为+1和-1。当发送ak时，接收波形g(t)在抽样时刻取值为ck，则,表 4-1 ck的取值,2023/8/15,课件,80,3.部分响应基带传输系统的相关编码和预编码 为了消除差错传播现象，通常将绝对码变换为相对码，而后再进行部分响应编码。也就是说，将ak先变为bk，其规则为,把bk送给发送滤波器形成前述的部分响应波形g(t)。,2023/8/15,课件,81,然后对ck进行模2处理，便可直接得到ak，即,上述整个过程不需要预先知道ak-1，故不存在错误传播现象。通常，把ak变成bk的过程叫做“预编码”，而把ck=bk+bk-1(或ck=a k+ak-1)关系称为相关编码。,2023/8/15,课件,82,部分响应系统框图,2023/8/15,课件,83,4.部分响应波形的一般表示式,2023/8/15,课件,84,与前述相似，为了避免“差错传播”现象，可在发端进行编码,