5角度调制与解调.ppt

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1、第 5 章角度调制与解调电路,概述,5.1角度调制信号的基本特性,5.2调频电路,5.3调频波解调电路,5.4数字调制与解调电路,概述,5.1角度调制信号的基本特性,5.1.1调频信号和调相信号,5.1.2调角信号的频谱,5.1.3调角信号的频谱宽度,5.1.4小结,1角度调制(调角),(1)调频(FM)：载波信号的频率按调制信号规律变化,(2)调相(PM)：载波信号的相位按调制信号规律变化,两种调制方式均表现为载波信号的瞬时相位受到调变，故统称为角度调制，简称调角。,调角优点：抗干扰能力强 缺点：频谱宽度增加,2两种调制信号的基本特性,载波一般式：v=Vmcos(t),矢量表示，Vm：矢量的

2、长度，(t)：矢量转动的瞬时角度(类似于圆周运动中的角位移)。,5.1.1调频信号和调相信号,(1)调幅信号,矢量长度：Vm0 上叠加调制信号信息；Vm=Vm0+kav(t),v(t)=Vm0+kav(t)cos(ct+0),ka：比例常数；0：起始相角；v(t)：调制信号电压。,(2)调相信号,矢量长度：恒值 Vm,瞬时相角：在 ct 上叠加按调制信号规律变化的附加相角(t)=kpv(t),调相信号表达式 v(t)=Vmcosct+kpv(t)+0,kp：比例常数，单位:rad/V,瞬时角频率：即(t)的时间导数值为,按调制信号的时间导数值规律变化。,(3)调频信号,矢量长度：恒值 Vm,转

3、动角速度：在载波角频率c上叠加按调制信号规律变化的瞬时角频率(t)=kfv(t)。调频信号的一般表达式,kf：比例常数，单位为 rad/sV。,3三种调制方法的基本特性，调频、调相的比较,4调频与调相指数,设单音调制，v(t)=Vmcos t,(1)调频,(t)=c+kfVmcos t=c+mcos t,式中：m=2fm=kfVm，最大角频偏，与调制信号振幅 Vm 成正比；,(t)=ct+sin t+0=ct+Mfsin t+0,v(t)=Vmcosct+Mf sin t+0,(2)调相,(t)=ct+kpVmcos t+0=ct+Mpcos t+0 式中，Mp=kpVm：调相指数，与 Vm

4、成正比；,(t)=c-Mp sin t=c-msin t,最大角频偏 m=Mp=kpVm，与 Vm 成正比。,v(t)=Vmcos(ct+Mpcos t+0),按调制信号对时间的导数值变化的调频信号,单音调制时，尽管两种已调信号的(t)和(t)均为简谐波，但 m 随 Vm 和 的变化规律不同。,当 Vm 一定，由小增大时：,FM 中的 m(=kf Vm)不变，而 Mf(=kfVm/)随 成反比地减小。,PM 中的 Mp(=kpVm)不变，而 m(=Mp)呈正比地增加。,两种已调波均有含义截然不同的三个频率参数：,载波角频率 c：瞬时角频率变化的平均值。,调制角频率：瞬时角频率变化的快慢程度。,

5、最大角频率 m：瞬时角频率偏离 c 的最大值。,5.1.2调角信号的频谱,1单音调频信号的频谱,单音调制时，两种已调信号中的(t)均为简谐波，因而它们的频谱结构是类似的。,以单音调制调频信号v(t)=Vmcos(ct+Mfsint+0)为例，用指数函数表示,v(t)=Vmcos(ct+Mfsin t+0),是 的周期性函数，它的傅里叶级数展开式为,式中,是宗数为 Mf 的 n 阶第一类贝塞尔函数，它满足等式,Jn(Mf)=,因而，调频波的傅里叶级数展开式为,v(t)=VmRe(Mf)ej(ct+nt+0)=Vm cos(c+n)t+0,v(t)=Vm cos(c+n)t+0,=VmJ0(Mf)

6、cosct 载频+VmJ1(Mf)cos(c+)t-cos(c-)t 第一对边频+VmJ2(Mf)cos(c+2)t+cos(c-2)t 第二对边频+VmJ3(Mf)cos(c+3)t-cos(c-3)t 第三对边频+,该式表明，单音调频信号的频谱由载波分量和无数对边频分量组成(已不是信号频谱的不失真搬移)。,其中，n为奇数的上、下边带分量的振幅相等，极性相反；而n为偶数的上、下边频分量的振幅相等，极性相同。,为简化，令 0=0，则,载波和各边频分量振幅随 Mf 而变化。,Mf=2.40，5.52，8.65，时，载波分量振幅等于零；而当 Mf 为某些其他特定值时，又可使某些边频分量振幅等于零。

7、,当 Mf=0.5，1，5 时调频信号频谱：,频谱不再是调制信号频谱的简单搬移，而是由载波分量和无数对边频分量所组成，每一边频之间相隔。,n 为奇数的上、下边频分量振幅相等，极性相反；而 n 为偶数的上、下边频分量振幅相等，极性相同。,n 次边频分量的振幅与贝塞尔函数值 Jn(Mf)成比例。,载波与各边频分量的振幅均与调频指数 Mf 有关。Mf 越大，有效边频分量越多。,对于某些 Mf 值，载波或某边频振幅为零。,2调频信号的平均功率,根据帕塞瓦尔定理，调频信号的平均功率等于各频谱分量平均功率之和，在单位电阻上，其值为,由第一类贝塞尔函数的特性：,即当 Vm 一定时，调频波的平均功率等于未调制

8、时的载波功率，其值与 Mf 无关。,改变 Mf 可引起载波分量和各边频分量之间功率的重新分配，但不会引起总功率的改变。,而调幅信号平均功率不仅与 Vm 还与 Ma 有关，且随着 Vm 和 Ma 增大而增大,1调角信号的频宽,调角信号包括无限多对边频分量，频谱宽度应无限大。,当 M(Mf 或 Mp)一定时，随着 n 的增加，Jn(M)虽有起伏，但其总趋势减小。,特别当 n M 时，Jn(M)的数值已很小且随 n 的增加迅速下降。,因此，若忽略振幅小于 Vm(为某一小值)的边频分量，则调角信号实际占据的有效频谱宽度是有限的，其值为 BW=2LF。,L：有效上边频(或下边频)分量的数目，F：调制频率

9、。,在高质量通信系统中，取=0.01，即边频分量幅度小于未调制前振幅 Vm 的百分之一，相应的 BW 用 BW0.01表示；,在中等质量通信系统中，取=0.1，即Vm 的十分之一，相应的 BW 用 BW0.1 表示。,5.1.3调角信号的频谱宽度,图 5-1-5L 随 M 的变化特性,根据图 5-1-4 画出的=0.01，=0.1 时 L 随 M 变化曲线如图所示。,2卡森公式,若 L 不是正整数，则应用大于并最靠近该值的正整数取代。,当 n M+1 时，Jn(M)恒小于 0.1。因此，为了方便起见，调角信号的有效频谱宽度可用卡森公式进行估算,BWCR=2(M+1)F,计算发现，BWCR 介于

10、 BW0.1 与 BW0.01 间，接近 BW0.1,当 M 1 时，有 BWCR 2F，其值近似为调制频率的两倍，相当于调幅波的频谱宽度。,这时，调角信号的频谱由载波分量和一对幅值相同，极性相反的上、下边频分量组成，称窄带调角信号。,M 1 时：有 BWCR 2MF=2fm(M=)称为宽带调角信号。,讨论：,作为调频信号时，由于 fm 与 Vm 成正比，因而，当 Vm 即 fm 一定时，BWCR 也就一定，与 F 无关。,作为调相波时，由于 fm=MPF，其中 MP 与 Vm 成正比(MP=kpVm)，因而当 Vm 一定时，BWCR 与 F 成正比的增加。,3复杂调制信号频宽,若调制信号为复

11、杂信号，则调角信号的频谱分析十分繁琐。但是，实践表明，复杂信号调制时，大多数调频信号占有的频谱宽度仍可用单音调制时的公式表示，仅需将其中的 F 用调制信号中最高调制频率 Fmax 取代，fm 用最大频偏取代。,例 1：在调频广播系统中，按国家标准规定(fm)max=75 kHz，Fmax=15 kHz，通过计算求得,BW0.01=2LFmax=2 8 15 kHz=240 kHz,故实际选取的频谱宽度为 200 kHz，即二值的折中值。,例 2：利用近似公式计算以下情况的调频波的频带宽度。,(1)fm=75 kHz，Fmax=0.1 kHz，(2)fm=75 kHz，Fmax=1 kHz，(3

12、)fm=75 kHz，Fmax=10 kHz。,解：BWCR=2(M+1)F=2(fm+F),(1)BWCR=2(75+0.1)kHz 150 kHz(2)BWCR=2(75+1)kHz=152 kHz(3)BWCR=2(75+10)kHz=170 kHz,尽管调制频率变化了100 倍，但频带宽度变化很小。,5.1.4小结,调频和调相是两种幅度 Vm 恒定的已调信号，它们的平均功率 Pav 仅取决于 Vm，而与 Mf(或 Mp)无关。故发射时，可采用高效率的丙类谐振功率放大器将它放大到所需的发射功率，而在接收这些已调信号时将呈现出很强的抗干扰能力。,调频和调相均是由无限频谱分量组成的已调信号，

13、它没有确定的频谱宽度，工程上根据一个准则来确定有效的频谱宽度，且其值与 M 的大小密切相关。,调频调相均为频谱非线性变换的已调信号，因此，理论上，它们的调制与解调电路均不能采用相乘器和相应的滤波器所组成的电路模型来实现。但工程上，在做某些近似后，相乘器仍可作为构成电路的主要器件(例：矢量合成法调相电路、乘积型鉴相电路)。,5.2调频电路,5.2.1调频电路概述,5.2.2直接调频,5.2.3张弛振荡电路实现直接调频,5.2.4间接调频电路调相电路,5.2.5扩展最大频偏的方法,5.2.1调频电路概述,一、直接调频和间接调频,1直接调频,(1)定义,调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真地

14、反映调制信号的变化规律。,(2)被控的振荡器种类,LC、晶体振荡器(产生调频正弦波)；,张弛振荡器(产生调频非正弦波，可通过滤波等方式将调频非正弦波变换为调频正弦波)。,2间接调频,(1)定义,通过调相实现调频的方法。,(2)方法,将调制信号进行积分，用得到的值进行调相，便得到所需的调频信号。,图 5-2-1,正弦波振荡器产生角频率为 c 的载波电压 Vmcosct，通过调相器后引入一个附加相移(c)，即 vO(t)=Vmcosct+(c)。,若附加相移受到 v(t)的积分值k1 的控制，则输出的调制信号为,vO(t)=Vmcosct+kpk1,vO(t)=Vmcosct+kf,当 v(t)=

15、Vmcos t 时，上式可表示为,式中，Mf=kp(k1Vm/)=m/，m=kpk1Vm,Mf：调频指数，与调制信号振幅 Vm 成正比。,调相器是实现间接调频的关键，其作用是产生受调制信号振幅 Vm 线性控制的附加相移(c)。,优点：调相电路的实现比较灵活。,二、调频电路的性能要求,1调频特性,(1)定义,描述瞬时频率偏移 f(=f-fc)随调制电压 v 变化的特性。,(2)特性,如图 5-2-2 所示。,(3)要求,在特定调制电压范围内是线性的。,2调频灵敏度,(1)定义,原点上的斜率,单位为 Hz/V，SF 越大，调制信号对瞬时频率的控制能力就越强。,(2)要求,当 v(t)=Vmcos

16、t 时，画出的 f(t)波形如图 5-2-2 所示。图中，fm 即为调频信号的最大频偏。,3调频特性的非线性,(1)中心频率偏离量,若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的 f(t)为非余弦波形，它的傅里叶级数展开式为,f(t)=f0+fm1cos t+fm2cos2 t+,式中，f0=f0 fc 为 f(t)的平均分量，表示调频信号的中心频率由 fc 偏离到 f0，称为中心频率偏离量。,(2)非线性失真系数,评价调频特性非线性的参数为,4中心频率准确度和稳定度,使接收机正常接收所必须满足的重要性能指标，否则，将造成信号失真，并干扰邻近电台信号。,5.2.2在正弦振荡器中实现直接调频,一、工作

17、原理及其性能分析,1工作原理,将可变电抗器件接入 LC 振荡回路中，其电容或电感量受调制信号控制，便可实现调频。,2可变电抗器件的种类,铁氧化磁芯绕制的线圈。电感可变器件，用在扫频仪中，改变通过附加线圈的电流可控制磁场的变化，使磁芯导磁率变化，从而改变主线圈的电感量。,驻极体话筒或电容式话筒。电容可变器件用于便携式调频发射机，将声波的强弱变化转换为电容量的变化。接入振荡回路当中，可得瞬时频率按讲话声音强弱变化的调频信号。,变容二极管。利用 PN 结反偏呈现的势垒电容而构成，应用最为广泛。,优点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入,1变容二极管作为振荡回路总电容的直接调

18、频电路,(1)原理电路,为 LC 正弦振荡器中的谐振回路。,Cj：变容二极管的结电容，与 L 共同构成振荡器的振荡回路(全接入)。振荡频率近似等于回路的谐振频率，即osc0=,(2)性能分析,归一化调频特性曲线方程,已知变容二极管结电容的变容特性,VB：PN 结的内建电位差，Cj(0)：v=0时的结电容，n：变容指数，由PN结工艺结构定，在1/3 6 之间。,变容二极管总电压 v=-(VQ+v)，且|v|VQ，代入,(5-2-8),(5-2-8),式中，(5-2-9),CjQ 为变容二极管在静态工作点 Q 上的结电容，x 为归一化的调制信号电压，其值恒小于 1。,将 Cj 代入 osc 0=中

19、，得,(5-2-10),式中，为 v=0 的振荡(载波)角频率，与 VQ 有关。,(5-2-10),上式为归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率 osc 随 x(即 v)变化的关系式。,归一化调频特性曲线：指数 n 不同，f/fc 随 x 变化的曲线。,f/fc 随 x 变化的曲线如图 5-2-4 所示，可见，除 n=2 外，调频特性曲线均为非线性曲线。,图 5-2-4归一化调频特性曲线,因此，变容二极管作为振荡回路总电容，应选用 n=2 的超突变结变容管。否则，调制器将出现非线性失真，或使中心频率偏离 c 值。,直接调频电路的性能,当 v(t)=Vmcos t 时，归一化调制信号电压,其中

20、，m=Vm/(VQ+VB)，若设m足够小，可以忽略式(5-2-10)级数展开式中，x的三次方及其以上各次方项，,图 5-2-4归一化调频特性曲线,将 代入，利用,可求得调频波的：,A最大频偏,B中心频率偏移 c 的数值,得,C二次谐波分量的最大角频偏,D调频波的二次谐波失真系数,E中心角频率的相对偏离值,(3)讨论,变容二极管选定，变容指数 n则定，增大 m可增大相对频偏，但同时增大了非线性失真系数 kf2和中心频率偏移c(),故，最大相对频偏受 kf2 和 c 的限制。在满足 kf2 和 c的条件下，提高 c 可以增大调频波的最大角频偏值 m。,当 n=2 时，c=0，2m=0，实现不失真调

21、频。,变容二极管由 PN 结组成，其性能受温度影响较大，为减少影响，可采用部分接入电路。,2变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路,(1)原理电路变容二极管部分接入的振荡回路。,(2)性能分析,回路总电容为,代入，则,相应的调频特性方程,(3)讨论,若将回路总电容视作一个等效的变容二极管，则等效变容指数 n 必将小于变容二极管指数，故为实现线性调频：,必须选用 n 大于 2 的变容二极管。正确选择 C1 和 C2 的大小。,部分接入，结电容仅为回路总电容的一部分，对振荡频率的调变能力比全部接入低。,由图：C2 主要影响低频区的调制特性曲线,C1 主要影响高频区的调频特性线。,部分接入，最大角

22、频偏：,式中,p=(1+p1)(1+p2+p1 p2),p1=CjQ/C2，p2=C1/CjQ,比较全部接入最大角频偏：,可见，减小了 1/p，而 p 恒大 于 1。,当 CjQ 一定时，C2 越小，P1 越大；C1 越大，P2 越大，其结果都使 p 值增大，因此 m 越小。,二、电路组成,控制电路的接入原则：既可将 VQ 和 v 加到变容二极管上，实现控制作用，又不影响振荡器的正常工作。,L1：高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制频率短路。,C2：高频滤波电容，对高频短路，对调制频率开路。,C1：隔直电容。对高频短路，对调制频率开路，VQ 和 v 可有效加到变容二极管上。,对于高频，由于 L

23、1 开路、C2 短路，因而是由 L 和 Cj 组成的振荡电路，不受控制电路影响。,对于直流和调制频率，C1 阻断，因而 VQ 和 v 可有效地加到变容二极管上，不受振荡回路影响。,(1)中心频率为 140 MHz 的变容二极管直接调频电路。,T 的直流偏置：双电源供电,振荡电路变容管全接入的电感三点式,D 的直流偏置,调制信号接入 型滤波,(2)中心频率为 90 MHz 的直接调频电路,振荡电路：变容管部分接入、电容三点式 变容管控制电路 调制电路：v(t)经 47 F 隔直电容和 47 H 高频扼流圈加到变容管上,(3)100 MHz 晶体振荡器的变容二极管直接调频电路,T1：音频放大器；T

24、2：皮尔斯晶体振荡器谐振回路：调谐在三次谐波,5.2.4间接调频电路调相电路,实现间接调频电路的关键：调相电路。,图 5-2-1,一、矢量合成法调相电路,(1)原理,单音调制时，调相信号的表达式为,vO(t)=Vmcos(ct+Mpcos t),=Vmcosct cos(Mpcos t)-Vmsinct sin(Mpcos t),当 Mp(/12)，窄带调相时，cos(Mpcos t)1，,sin(Mpcos t)Mpcos t，由此产生的误差小于 3%。,vO(t)=Vmcosct cos(Mpcos t)-Vmsinct sin(Mpcos t),Vmcosct-Vm Mpcos t si

25、nct,近似由载波信号(Vmcosct)和双边带信号(Vm Mp cos t sin ct)叠加而成。用矢量表示，两矢量相互正交，其中双边带信号矢量的长度按 VmMpcos t 的规律变化。,(2)实现模型,(a)(b)图 5-2-19矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理(a)实现模型(b)矢量合成原理,如图 5-2-19 所示，设 AM=1，原理上，这种方法只能不失真地产生 Mp(/12)的窄带调相波。,vo(t)Vmcosct-Vm Mpcos t sinct,窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，故称之为矢量合成法。,二、可变相移法调相电路,1实现原理,载波电压 Vmcosct

26、 通过可控相移网络这个网络在 c 上产生的相移(c)受调制电压的控制，且呈线性关系即(c)=kpv(t)=Mpcos t，其输出电压便为所需的调相波，即 vo(t)=Vmcosct+(c)=Vmcos(ct+Mpcost),2实现方法变容二极管调相电路,(1)原理图,图 5-2-24可变时延法调相电路的实现模型,Cj(D)、L 组成谐振回路，由角频为 c 的电流源 iS(t)=Ismcosct 激励；Re：回路的谐振电阻。,(2)工作原理,并联谐振回路，阻抗：,其中：,若加在变容二极管上的电压v=-(VQ+v)=-(VQ+Vmcost)，相应的 Cj 为,设 v=0，Cj=CjQ，谐振回路的谐

27、振角频率 0 等于输入激励电流的角频率 c，即 0=c=1/，当加上 v，0将随 v 而变化，其值为,回路提供的相移 z()将随 v 即 0 而变化。,因此，iS(t)在回路上产生的电压将是相位受 v 调变的调相信号。,3不失真调相的条件,(1)对 m 的限制,将 用幂级数,展开,忽略二次方小项,式中,可见，必为小值。,(2)对 Mp 的限制,根据正切函数特性，当 时，tanz()z()，由此引入的误差小于 10%，工程上是允许的。因此,当=c 时,通常满足 0(t)c，上式简化为,式中，Mp=Qenm，Mp 应小于/6。,结论：不失真调相条件,选用 n=2 的变容二极管。限制 m 为小值，保

28、证 0(t)不失真地反映 v。限制 Mp 小于/6。,4实际电路(p278，图 5-2-22),L、D：谐振回路。R1 和 R2：隔离电阻隔离谐振回路输入和输出。,R4：隔离电阻，隔离变容二极管控制电路、偏压源(9V)、调制信号源。,C1、C2、C3：隔直耦合电容。,R3、C4：高音频滤波；音频积分,(a)实用电路,若 C4 取值较大，则 v(t)在积分电路 R3C4 中产生的电流 i(t)v(t)/R3，向电容 C4 充电，故 D 上的调制信号电压,若 v(t)=Vmcos t，D 上的调制信号电压,这样，调相电路便转换为间接调频电路。,三、可变时延法调相电路,1原理,将载波电压通过可控时延

29、网络，如图 5-2-24 所示。,图 5-2-24可变延时法调相电路的实现模型,2电路,时延网络的输出电压为,vo(t)=Vmcosc(t-),图 5-2-24可变延时法调相电路的实现模型,vo(t)=Vmcosc(t-),若 受调制信号线性控制，=kdv,则 vo(t)为所需的调相波。即,vo(t)=Vmcos(ct-ckd v)=Vmcos(ct-Mpcos t),式中，Mp=ckdVm。,四、间接调频与直接调频电路性能上的差别,调相电路能够提供的最大线性相移 Mp 均受到调相特性非线性的限制，且其值都很小。,对间接调频 Mf=kp(k1Vm/)=m/(5-2-3),故 m=kpk1Vm，

30、调相电路选定后，只与 Vm 有关而与 c 无关。间接调频限制的是绝对频偏 m。,对直接调频(5-2-12)与 c 成正比，c 增加，m 随之提高，故限制的是最大相对频偏。,所以，两种调频受限制的参数不同。增大 c，可以增大直接调频电路中的 m，对间接调频电路中的 m 无济于事。,对于间接调频，若调制信号是复杂信号，则当 Vm 即m 一定时，越小，Mf=(m/)就越大，当=min 时，Mf 达到最大值，且这个值不能超过调相器提供的最大线性相移 Mp，因而最大频偏必须在最低调制频率上求得，即m=Mf min,才能保证在整个调制频率范围内的 Mf 不超过 Mp。,5.2.5扩展最大频偏的方法,1问题

31、的提出,m 是频率调制器的主要性能指标，若实际调频设备需要的 m不能达到，则需扩展。,2扩大最大频偏的方法倍频,设调频波瞬时角频率为=c+mcos t，通过 n 倍频器，其瞬时角频率增大 n 倍，变为 nc+nmcos t。可见倍频器可不失真地将 c 和 m 同时增大 n 倍，而相对角频偏(n m/nc=m/c)不变。,若将该调频波通过混频器，由于混频器具有频率加减的功能，可使调频波的载波角频率 c 降低或者提高，但 m 不变。可见，混频器可以在保持最大角频偏不变的条件下，不失真地改变调频波的相对角频偏。,利用倍频器、混频器的上述特点，可以实现在要求的载波频率上扩展频偏。,例：某调频发射机，采

32、用矢量合成法调相电路，欲产生载波频率为 100 MHz，最大频偏为 75 kHz 的调频波。已知调制信号频率范围为 100 15 000 Hz。,方案如图 5-2-28 所示。调相器输入载波频率为 100 kHz，产生的最大频偏设为 24.41 Hz(已知 100 Hz上能产生的最大线性频偏为 26 Hz)，通过三级四倍频和一级三倍频，可以得到 fc=19.2 MHz，fm=4.687 kHz 的调频波，再通过混频将其载波频率降低到 6.25 MHz，后通过两个四倍频器，就能得到所需的调频器。,5.3.1限幅鉴频实现方法概述,5.3调频波解调电路,5.3.2斜率鉴频电路,5.3.3相位鉴频电路

33、,1概念,2作用,从已调波中检出反映在频率或相位变化上的调制信号。,鉴频鉴相采用的方法不尽相同，本章重点讨论调频波的解调鉴频。,3特点,限幅与鉴频一般联用统称限幅鉴频器。,在调频接收机中，因多种原因(如频率特性不均、干扰等)会导致调频信号振幅发生变化。鉴频时，上述寄生调幅会反映在输出解调电压上，产生解调失真。,解决办法在鉴频前加限幅器。,5.3.1限幅鉴频实现方法概述,一、鉴频电路性能要求,1功能,将输入调频信号的瞬时频率变换为相应解调输出电压。,2鉴频特性,描述 vO 随瞬时频偏(f-fc)的变化特性，如图 5-3-1 所示。,图 5-3-1鉴频特性,3鉴频跨导,鉴频特性原点处的斜率,单位

34、V/Hz。,SD 越大，鉴频器将输入瞬时频偏变换为输出解调电压的能力越强。,4对鉴频电路性能要求,通频带大于调制信号的最高频率 max。在传输视频信号时，还必须满足相位失真和瞬变失真的要求。,大的鉴频跨导 SD,满足线性和非线性失真的要求。,二、鉴频的实现方法,利用反馈环路(例如锁相环)实现鉴频,利用波形变换 将输入的调频信号进行特定的波形变换，使变换后的波形含有反映瞬时频率变化的平均分量。再通过检波、低通滤波器输出所需的解调电压。,(1)斜率鉴频器,将输入调频波通过具有合适频率特性的线性网络，使输出调频波的振幅按照瞬时频率的规律变化。,通过包络检波器输出反映振幅变化的解调电压。,图 5-3-

35、2斜率鉴频器的实现模型,(2)相位鉴频器,将输入调频波通过具有合适频率特性的线性网络，使输出调频波的附加相移按照瞬时频率的规律变化。,相位检波器将它与输入调频波的瞬时相位进行比较，检出反映附加相移变化的解调电压。,图 5-3-3相位鉴频器的实现模型,(3)脉冲计数式鉴频器,调频波通过非线性变换网络变成调频等宽脉冲序列。,由低通滤波器输出反映平均分量变化的解调电压。,图 5-3-4脉冲计数式鉴频器的实现模型,图 5-3-5脉冲计数式鉴频器的组成方框及其各部分波型,三、调频信号通过线性网络的响应,线性网络：斜率、相位鉴频的关键作用：瞬时频率变化-振幅、相移变化调频波为非简谐波，由众多频率分量组成。

36、,根据线性系统理论，若已知线性网络的频率特性为,令：F 1(j)=F v1(t)、F 2(j)=F v2(t)(对 v1、v2 的傅里叶变换)，F 1傅里叶反变换。,当线性网络输入端作用着调频信号 v1(t)时，它的输出 v2(t)响应为,v2(t)=F-1 F 2(j)=F-1 F 1(j)A(j)(5-3-5),上述分析十分困难，仅在个别理想情况下才能方便求解，得出所需结果。,1等幅调频波通过理想微分网络的响应特性,一个理想的微分网络，其频率特性 A(j)=jA0,幅频特性：线性相频特性：恒值,它的输出响应为v2(t)=F-1 F 1(j)A(j)=F-1 jA0F1(j),利用傅里叶变换

37、的微分特性,图 5-3-6,当 v1=V1mcos(ct+Mfsin t)时(Mf=m/),v2(t)=-A0V1m(c+mcos t)sin(ct+Mfsin t)(5-3-8),V2m=A0V1m(c+mcos t),可见，经过理想微分网络，等幅调频波变成了幅度按调制规律变化的调幅调频波(信号的瞬时频率变化不失真地反映在输出调频信号的振幅 V2m 上)，可通过包络检波器解调。,实现模型如图 5-3-7 所示。,图 5-3-7斜率鉴频器的理论模型,2等幅调频波通过理想时延网络的响应特性,一理想时延网络的频率特性,当 v1(t)=V1mcos(ct+Mfsin t)时,其中，sin(t-0)=

38、sin t cos 0-cos t sin0 sin t-cos t 0(若0/12，则 cos0 1，sin0 0),即sin(t-0)sin t-cos t 0,上式表明，通过理想时延网络，当 0/12 时，输出调频波中附加相移为,=-c0-Mf0 cos t=-c0-m0 cos t,其中，c0 为恒定相移，m0 cost 反映了输入调频波的瞬时频率变化。相位鉴频器的实现模型如下图 所示。,图 5-3-9相位鉴频器的理论模型,3准静态条件下的响应特性,满足准静态条件的网络，其输出响应是一个振幅和相位均随(t)变化的调频波。,准静态条件：网络的瞬变过程速率远高于输入调频信号的瞬时频率变化速

39、率。,准静态条件下的响应特性：网络对输入调频波的响应可近似为该瞬时频率的正弦稳态响应。,故瞬时角频率为(t)的输入调频信号，在网络输出端的响应为,若(t)=c+mcost，即 v1(t)=Vlmcos(ct+Mfsint)，则,网络满足准静态的条件：理论证明，若网络的 3dB带宽为 BW0.7，输入调频波的最大角频偏和调制的频率分别为m和，则当 或 或 网络就可满足准静态条件。,振幅、相位均随(t)变化,四、振幅限幅器,作用：将寄生调幅的调频信号变换为等幅的调频信号。,图 5-3-12振幅限幅器的作用,1三极管振幅限幅器,(1)特性：丙类谐振放大器的放大特性。,(2)电路：工作在过压状态的谐振

40、功率放大器。,图 5-3-12振福限幅器的作用,2差分对管振幅限幅器,(1)电路,图 5-3-14差分对管振福限幅器,(2)原理,输入 vS 较大，iC 上下削平，后接谐振回路，可得等幅调频波。,5.3.2斜率鉴频电路,一、失谐回路斜率鉴频电路,1电路组成,单失谐回路(谐振回路对输入调频波的载波失谐),二极管包络检波器,图 5-3-15单失谐回路斜率鉴频器,2工作原理,将载波角频率设在谐振特性曲线倾斜部分中接近直线段的中点(O 或 O)。,单失谐回路将输入的等幅调频波 vS(t)=Vsmcos(ct+Mfsin t)变换为幅度反映瞬时频率变化的调幅调频波。,通过包络检波器完成鉴频功能。,3扩大

41、鉴频特性范围,单失谐回路鉴频器：谐振曲线线性范围小，为扩大鉴频特性范围，多采用双失谐回路构成平衡回路斜率鉴频器。,(1)电路,图 5-3-16双失谐回路斜率鉴频器,vO=vAV1-vAV2,图 5-3-16 中，上谐振回路调谐在 f01，下谐振回路调谐在 f02，它们各自失谐在输入调频波载波频率 fc 的两侧，并且与 fc 间隔 f 相等，即 f=f01-fc=fc-f02。,(2)鉴频特性,设 A1()、A2()：上、下两谐振回路的幅频特性vO：双失谐回路斜率鉴频器输出解调电压，则,vO=vAV1-vAV2=VsmdA1()-A2(),可见，当 Vsm 和 d 一定时，vO 随 的变化特性就

42、是两个失谐回路的幅频特性相减后的合成特性。,d：上、下两包络检波器的检波电压传输系数,(3)讨论,合成鉴频特性曲线的线性：,与两失谐回路的幅频特性形状有关；,主要取决于 f01 和 f02 的位置。配置恰当，补偿两曲线中的弯曲部分，可获线性范围较大的鉴频特性曲线。,图 5-3-16双失谐回路斜率鉴频器,f 过大时，会在 fc 附近出现弯曲；f 过小时，线性段范围不能扩展。,可证，若，鉴频特性的线性范围达到最大。为了实现线性鉴频，应限制 m BW0.7/4。,二、集成电路中采用的斜率鉴频器,图 5-3-17集成电路中广泛采用的斜率鉴频电路,1电路,L1C1C2：线性网络，作用：f V 变换，输出

43、调频调幅电压 v1(t)，v2(t)；T1T2：射随器；T3T4：三极管包络检波器，输出解调波；T5T6：差分放大器，放大解调电压。,2原理,图 5-3-18鉴频特性曲线,特性曲线如图 5-3-18(a)所示。1，L1C1并联谐振，v1m 最大，v2m 最小。2，L1C1C2串联谐振，v1m 最小，v2m 最大。合成鉴频特性曲线如图 5-3-18(b)所示 vO=A(v1m-v2m)A：增益常数，取决于射随器、检波器、差分放大器。,可调元件 L1、C1、C2。,5.3.3相位鉴频电路,作用：鉴相，用来检出两信号间的相位差，并输出与相位差大小相对应的电压。,一、乘积型鉴相器,1组成框图,图 5-

44、3-19乘积型鉴相器,相乘器(例如双差分对平衡调制器)+低通滤波器。,图 5-3-25乘积型相位鉴频电路,T3 T9、D6：双差分对平衡调制器、实现乘积型相位鉴频电路。,2工作原理,设两个输入信号分别为,除 90 固定相移外，它们之间的相位差为。则双差分对管输出差值电流(见式 4-2-23)为,(5-3-19),(1)V2m 260 mV，上式简化为(见式 4-2-27),通过低通滤波器，滤除 2 及其以上各次谐波项，取出有用的平均分量，其值与 sin 成正比。,设双差分对管的直流负载电阻为 RC，低通滤波器的传输增益为 1，则鉴相器的鉴相特性为,(5-3-20),式中，Ad 为鉴相灵敏度，单

45、位为 V。,图 5-3-20乘积型鉴相器的鉴相特性,当|/12 时，sin，vO 与 成正比。故只能不失真地解调|为小值的调相信号。,输入信号引入 90 的固定相移，目的是获得正弦的鉴相特性，以保证=0 时 vO=0，且上、下奇对称。,(2)当 Vlm 和 V2m 均大于 260 mV,近似表示为两个双向开关函数相乘，即,可画出两个开关波形相乘后的波形。,=0 时，相乘所得的双向脉冲上、下等宽，频率加倍，相应的平均分量为 0；0 且 0 时，相乘所得的双向脉冲上、下不等宽。在|/2 范围内，相应的平均分量为,图 5-3-21两个开关波形相乘后的波形,通过低通滤波器，得到鉴相器的输出电压为，,为

46、在|/2 内的一条通过原点的直线，并向两侧周期性重复。,3实现电路,(1)电路,图 5-3-25乘积型相位鉴频电路,T1：射随器，将一路信号 vS 分为大小两路：大：接 T7，作用：保证 T7、T8 为开关状态。小：经频相转换网络接 T3 T6，为相乘器小信号输入电压。,T3 T9、D6：双差分对平衡调制器，实现乘积型鉴相。,频相转换网络,D1 D5：T2及双差分对偏置电路。,(2)频相转换网络,电路,(a)(b)图 5-3-26单谐振回路作为相频转换网络,参见图 5-3-26(a)。将输入电压源 变换为电流源，如图 5-3-26(b)所示，其中，。则该网络就是在激励下的单谐振回路。,输出电压

47、,在 0 附近，网络的增益 A(j)可近似表示为,或(5-3-25),或(5-3-25),式中，定义为广义失谐量，其中,幅频特性和相频特性曲线可根据式(5-3-25)画出，如图 5-3-26 所示。,图 5-3-26,讨论,图 5-3-8,比较图 5-3-8 理想时延网络特性，该网络既不能提供恒值的幅频特性，也不能提供线性的相频特性，仅在 0 附近的很小范围内，才可近似认为 A()为恒值，A()在上、下线性变化。,结论：频相转换网络时延特性不理想。,(3)鉴频特性,设频相转换网络谐振频率 0=c。电路中射随器 T1 和 T2 的增益近似为 1，则 v1(t)的振幅 V1m 近似等于输入调频信号

48、 vs(t)的振幅 Vsm，v2(t)的振幅 V2m=(1/10)A()Vsm。,根据 vO Adsin，在双差分对管单端输出时，鉴频器的输出解调电压为,(5-3-27),式中，,A=arctan,根据上式画鉴频特性曲线，如图 5-3-27 所示。,图 5-3-27鉴频特性曲线,图 5-3-27 中，虚线是假设 A()为恒值时画出的特性，而实线则是按 A()的变化进行修正后画出的实际特性。,可见，当广义失谐量 向正、负方向增大时，由于 A()下降，实际特性出现正、负两个峰值，而后便近似按 A()的规律单调下降。,若 arctan 限制在/12，即|0.27 时，由可近似认为,A()A(0)=0

49、C1R,若输入调频信号的瞬时角率(t)=c+(t)，且 0=c，代入上式，则,因而，由式(5-3-27)，可得,式中，鉴相灵敏度。实现了线性鉴频。,二、叠加型鉴相器,图 5-3-23叠加型鉴相器电路,1原理电路,由两个包络检波器叠加后组成的叠加型鉴相器。,2工作原理,加到上、下包络检波器的输入信号电压分别为,vi1(t)=v1(t)+v2(t)，vi2(t)=v1(t)-v2(t),图 5-3-24,假设 v1(t)=V1mcost，v2(t)=V2msin(t+)，则根据矢量叠加原理，vi1(t)和 vi2(t)可分别表示为：,vi1(t)=Vm+(t)cost-1(t),vi2(t)=Vm

50、-(t)cost+2(t),其中，,可见，合成电压的振幅Vm+(t)和 Vm-(t)均与 有关，但它们之间的关系是非线性的。,3解调电压输出,若包络检波器的检波电压传输系数为 d，则鉴相器的输出电压为,式中，,以 Ksin 为变量，将上式用幂级数,展开,当 Ksin 为小量时，Ksin 的三次方及其以上各次方项可忽略，上式简化为,(5-3-23),呈正弦鉴相特性。,4实际电路,(1)电路,图 5-3-28耦合回路叠加型相位鉴频器电路,频相转换网络：L1C1 和 L2C2，互感耦合双调谐回路。,C0：隔直电容，对输入信号频率呈短路。,L3：高频扼流圈，高频阻抗很大，接近开路，而对平均分量接近短路