噪声与高频小信号放大器.ppt

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1、第4章 噪声与高频小信号放大器,4.1 电阻的热噪声4.2 有源器件噪声4.3 噪声系数和噪声温度 4.4 高频小信号放大器概述4.5 晶体管谐振放大器4.6 集中选频放大器,4.1 电阻的热噪声,现象：热噪声电压un(t)是一个随机量。原因：自由电子的无规热运动。,图4.1 电阻热噪声电压示意图,统计特性：时域在一个较长的观测时间内，热噪声电压的平均值为零，即,热噪声电压正是无规则地偏离此平均值而起伏变化。热噪声电压的均方值,频域：电阻热噪声具有极宽的频谱，01013Hz以上。虽然热噪声电压的振幅频谱无法确定，但功率频谱是完全确定的。理论和实践证明，在单位频带(1Hz)内，电阻R两端的噪声电

2、压均方值-功率谱密度函数：,图4.2 电阻热噪声的功率谱示意图,白噪声,带内噪声：尽管电阻热噪声的频谱很宽，但实际测试(接收)系统的通频带有限，当电阻接入系统时，将对电阻热噪声进行滤波，只有位于通频带内的那一部分噪声功率才能对系统产生影响。假设测试系统的通频带是宽度为Bn，幅度为1的理想矩形，这时对系统而言，电阻热噪声电压的均方值为,而均方根值为,例如，一个1000的电阻，在常温条件下用Bn=1MHz的测试设备来测量，按上式计算，其热噪声电压的均方根值约为4V。,4.1.2 电阻热噪声的计算 在电路的噪声分析中，一个实际的电阻器R可以等效为一个理想的无噪声电阻R和一个均方值为U2n的热噪声电压

3、源相串联；根据等效电源定理，也可以等效为一个理想的无噪声电导G和一个均方值为I2n的热噪声电流源相并联。其中，噪声电流源大小,式中，电导G=1/R。,图4.3 电阻器的热噪声等效电路(a)热噪声电压源；(b)热噪声电流源,由于电阻热噪声为一随机量，不同电阻产生的热噪声电压(电流)是彼此独立、互不相关的，因此，当电阻串、并联后，其总噪声应按均方值叠加的规则进行计算。例如，在相同温度下，电阻R1和R2串联后，其总噪声电压的均方值应为,即两个串联电阻的总噪声电压均方值等于串联等效电阻R=R1+R2产生的噪声电压均方值，如图4.4所示。,图4.4 电阻串联时的噪声等效电路,理想的电抗不产生噪声。通常，

4、电容器的损耗电阻可以忽略，而电感器的损耗电阻一般不能忽略。因此，当一个无源网络中含有电抗元件时，若考虑了电抗元件的损耗电阻后其等效阻抗为R+jX，则产生热噪声的仅仅是它的电阻分量R，其噪声电压均方值为,4.1.3 热噪声通过线性电路 电阻热噪声是功率谱密度均匀的白噪声，当它通过有选频特性的线性电路后，其输出功率谱密度So(f)将会发生变化。若线性电路的电压传输函数为H(f)，其功率传输函数H2(f)=|H(f)|2，则输出端的噪声功率谱密度为,图4.5 热噪声通过线性电路时功率谱密度的变化。(a)白噪声功率谱；(b)传输函数；(c)输出噪声功率谱,由于热噪声通过线性选频电路后功率谱变为频率的函

5、数，因此，输出端的噪声电压均方值U2no应通过对So(f)的积分求得，即,输出端的噪声电压均方值：就是So(f)曲线与f轴之间的面积。,1.等效噪声带宽 等效噪声带宽 Bn 定义为一个幅度是H2(f0)的矩形功率传输特性的频率宽度，在该宽度下矩形的面积等于实际功率传输曲线的积分面积，即,H2(f0)为实际功率传输特性的最大值。,因为对热噪声，Si(f)=4kTR,与频率 f 无关，所以输出噪声电压的均方值：,2.电阻热噪声通过LC谐振电路 现以图LC谐振电路为例，计算其电容两端输出的噪声电压均方值U2no。图中，电阻 r 代表回路电抗元件中的固有损耗。当该电阻被一个无噪电阻 r 和噪声源 U2

6、n 的串联支路代替后，便得到噪声等效电路。,图4.7 LC谐振电路及其噪声等效电路(a)谐振电路；(b)噪声等效电路,现在图中虚线框内构成一无噪声的谐振电路，其功率传输函数为,式中，为谐振频率，为谐振电路的品质因数，为并联谐振电阻。,当 f=f0 时,当Q0较大时，等效噪声带宽：,1+,所以输出噪声电压均方值：,4.2 有源器件噪声,4.2.1 晶体管的噪声 1.基区体电阻热噪声：在晶体管中，载流子的不规则热运动会产生热噪声，其主要来源是基区体电阻rbb，相比之下，发射区和集电区的热噪声很小，一般可以忽略不计。,2.散粒噪声 晶体管外加偏压时，由于载流子越过PN结的速度不同，使得单位时间内通过

7、PN结的载流子数不同，从而引起PN结上的电流在某一平均值上有一微小的起伏。这种电流随机起伏所产生的噪声称为散粒噪声。散粒噪声电流的均方值为,q是电子的电荷量(1.610-19)，IEQ是发射极静态工作电流。散粒噪声是白噪声。,3.分配噪声：在晶体管基区，由于非平衡少数载流子的复合具有随机性，时多时少起伏不定，使得集电极电流与基极电流的分配比例随机变化，从而引起集电极电流有微小的波动。这种因分配比例随机变化而产生的噪声称为分配噪声。集电极电流中的分配噪声电流均方值为,式中，ICQ是集电极静态工作电流，0是晶体管共基极直流电流放大系数，f是共基极截止频率。晶体管的分配噪声不是白噪声，其功率谱密度是

8、频率的函数。频率愈高，则分配噪声愈大。,4.1/f噪声 1/f噪声又称闪烁噪声或低频噪声，其特点是它的功率谱密度与工作频率近似成反比关系，所以它不是白噪声。1/f噪声产生的机理比较复杂，主要与半导体材料及其表面特性有关。由于1/f噪声在低频(几千赫兹以下)时比较显著，因此它主要影响晶体管的低频工作区。,在电子线路的噪声分析中，通常采用晶体管噪声等效电路。不同组态的晶体管有不同的噪声等效电路。当晶体管工作于高频范围时，其共基极组态的T型噪声等效电路如下图所示。,4.2.2 场效应管的噪声 场效应管漏、源之间的沟道电阻会产生热噪声。与一般电阻器不同，沟道电阻由于受栅源电压控制因而不是一个恒定电阻。

9、若gm表示场效应管的转移跨导，则沟道热噪声电流的均方值为,场效应管也存在1/f噪声，反映在漏极端的噪声电流均方值为,式中：是与管子有关的系数；IDQ是静态工作电流；f表示频率。,在场效应管的噪声等效电路中，将沟道热噪声和1/f噪声合并在一起，可用一个接在漏、源之间的噪声电流源I2Dn来等效，如图4.9所示。由于I2dn和I2nf互不相关，所以,场效应管中的另一噪声源是栅极漏电流IG产生的散粒噪声，在下图中用I2Gn表示，且,由于场效应管靠多数载流子导电，所以不存在分配噪声。在以上噪声中，沟道热噪声的影响最大。高频工作时，1/f噪声可以忽略。对于MOS场效应管，因栅极泄漏电流很小，所以I2Gn极

10、小，一般不考虑其影响。,4.3 噪声系数和噪声温度,4.3.1 噪声系数的定义 实际电路的输入信号通常混有噪声。为了说明信号的质量，可以用信号功率S与其相混的噪声功率N之比(即S/N)来衡量，并称比值S/N为信噪比。显然，信噪比越高，信号的质量越好。当信号通过无噪声的理想线性电路时，其输出的信噪比等于输入的信噪比。,噪声系数(或温度)是衡量线性电路系统噪声性能的参数,若电路中含有有噪元件，由于信号通过时附加了电路的噪声功率，故输出的信噪比小于输入的信噪比，使输出信号的质量变坏。由此可见，通过输出信噪比相对输入信噪比的变化，可以确切地反映电路在传输信号时的噪声性能。噪声系数指标正是从这一角度引出

11、的。线性电路的噪声系数NF定义为：在标准信号源激励下，输入端的信噪比Si/Ni与输出端的信噪比So/No的比值，即,上述定义中标准信号源是指输入端仅接有信号源及其内阻Rs，并规定该内阻Rs在温度T=290K时所产生的热噪声为输入端的噪声源。噪声系数通常也用dB表示：,对于无噪声的理想电路，NF=0dB；有噪声的电路，其dB值为某一正数。噪声系数还可以表示为以下形式：,KP=So/Si为功率增益。,上式说明：噪声系数等于输出端的噪声功率与输入噪声在输出端产生的噪声功率(KPNi)的比值，而与输入信号的大小无关。事实上，电路输出端的噪声功率包括两部分，即KPNi和电路内部噪声在输出端产生的噪声功率

12、N。因此，噪声系数也可表示为：,说明：对线性电路，噪声系数由电路自身的参数决定，为常数；对非线性电路则不是。所以噪声系数只适用于线性或准线性电路,图4.10 说明额定功率和额定功率增益的示意图,4.3.2 额定功率、额定功率增益与噪声系数,在线性电路的输入端，由于信号源电压与其内阻Rs产生的热噪声电压源相串联，如上图所示，因此电路输入端的信噪比与电路的输入阻抗大小无关。同理，输出端的信噪比也与负载电阻RL无关。但是，如果实际电路的输入、输出端分别是匹配的(即Ri=Rs,RL=Ro)，这时，利用额定功率和额定功率增益来计算或测量噪声系数，往往比较简便。,额定功率(或称资用功率)是指信号源或噪声源

13、所能输出的最大功率。在图4.10所示的电路中，当满足Ri=Rs时，信号源最大输出功率即信号额定功率Sim为,与此同时，内阻为Rs信号源的输入噪声额定功率Nim为：,电路的实际功率增益并不一定等于该额定值，当输入或输出端失配时，实际功率增益会小于额定功率的。利用额定功率和额定功率增益参数，噪声系数可表示为：,将式 Nim=kTBn 代入可得：,同理，当电路的输出电阻与负载匹配(Ro=RL)时，可得输出端的信号额定功率Som和噪声额定功率Nom。额定功率增益是指电路的输入端和输出端分别匹配时信号传输的功率增益。在图4.10所示电路中，当Ri=Rs、RL=Ro时，其额定功率增益为：,要点回顾：无源器

14、件的噪声：电阻的热噪声，统计特性，噪声电压均方值，等效电路，电抗元件；电阻热噪声通过线性电路，等效噪声带宽，通过LC并联谐振回路；三极管的噪声及其等效电路场效应管的噪声及其等效电路系统的噪声系数及其测试，额定功率与额定功率增益等效噪声温度。,所以系统的等效噪声温度：,噪声系数与噪声温度之间的关系,4.3.3 噪声温度 真实的输入噪声功率：Nim=kTBn，所以输入噪声功率就可用噪声温度T来衡量，即 T=Nim/kBn。将线性电路系统自身产生的噪声功率Nm除以额定功率增益KPm后就是折算到输入端的等效输入噪声功率。,对理想的无噪电路，由于NF=1，故其等效噪声温度为零Tn=0。NF越大，电路的噪

15、声温度越高，但 Tn不是真实温度。当系统内部噪声较大时，用噪声系数较方便；当系统内部噪声较小时，用噪声温度较方便。例：NF=1.025,1.05，T=300oK时,Tn=(0.025,0.05)T=（7.5,15）K,4.3.4 噪声系数的计算,噪声系数的定义中对线性网络的匹配情况没有要求。实际上输出端的阻抗匹配与否并不影响噪声系数的大小，即噪声系数与输出端所接负载的大小（包括开路与短路）无关。因此，噪声系数可表示成输出开路时的 两 均方电压之比或输出短路时的 两 均方电流之比。,或,Uno2(Ino2)分别是网络输出端开路(短路)时总的输出均方噪声电压(电流)；Unio2(Inio2)分别是

16、网络输出端开路(短路)时理想网络的输出均方噪声电压(电流)。,或,例：求如图所示虚线内电阻网络的噪声系数。,解：开路电压法,内部噪声,输入噪声,噪声系数：,1.晶体管放大器的噪声系数,图4.11 晶体管共基放大器及其噪声等效电路(a)共基放大器；(b)噪声等效电路,图中忽略了晶体管噪声等效电路中的Cbe，并将噪声电流源I2en变换为电压源U2en，即,其中,此外，U2bn和U2sn分别为rbb和信号源内阻Rs产生的热噪声电压源，其电压均方值分别为：,现在利用负载开路法分别计算晶体管内部各噪声和源内阻噪声在输出端产生的开路电压均方值。(1)当电路中仅有U2bn时，输出端的开路电压均方根值,其中,

17、当 时,(2)同理，当电路中仅有U2en时，通常也满足ZCrbb，可得,(4.319),(3)当仅有U2cn时，输出端呈现的开路电压均方值 U2o3=I2cn|ZC|2。,(4)当仅有输入噪声源U2sn时，可得U2sn通过放大器后在输出端产生的开路电压均方值为：,由于晶体管内各噪声源可以认为是互不相关的，因此放大器内部噪声源在输出端产生的开路噪声电压均方值为,用电压均方值比代替功率比时，放大器的噪声系数可表示为,第一项表示理想放大器的噪声系数，其余各项依次为基区体电阻噪声、散粒噪声和分配噪声引起的噪声系数的增值。,所以，NF与工作频率，源内阻Rs，晶体管的工作状态有关。,图4.13 NF与Rs

18、的关系曲线 图4.14 NF与IEQ的关系曲线,IEopt12mA,2.无源四端网络的噪声系数 匹配网络，无源滤波器及具有一定长度的传输电缆都是高频电路中常用的无源四端网络。由于无源网络中是含有电阻和电抗元件的损耗元件，所以当信号通过时会对其附加热噪声。对于无源四端网络，当输入、输出端均匹配时，其额定输入、输出噪声功率将满足以下关系：Nim=Nom=kTBn 将上式代入式噪声系数公式可得,L就是衰减量,根据定义,级联后总的噪声系数为：,式中,Nom为总输出额定噪声功率,它由三部分组成:经两级放大的输入信号源内阻的热噪声;经第二级放大的第一级网络内部的附加噪声;第二级网络内部的附加噪声,即,4.

19、3.5 级联电路的噪声系数,n,按噪声系数的表达式,Nm1和Nm2可分别表示为,其中KPm=KPm1KPm2为两级电路的总额定功率增益。,上式可以看出,当网络的额定功率增益远大于1时,系统的总噪声系数主要取决于第一级的噪声系数。越是后面的网络,对噪声系数的影响就越小,这是因为越到后级信号的功率越大,后面网络内部噪声对信噪比的影响就不大了。因此,对第一级来说,不但希望噪声系数小,也希望增益大,以便减小后级噪声的影响。,用同样的方法不难推出多级级联网络的噪声系数的公式为,接收机前端电路的噪声系数,例1 如图是一接收机的前端电路,高频放大器和场效应管 混频器的噪声系数和功率增益如图所示。试求前端电路

20、的噪声系数(设本振产生的噪声忽略不计),因此,前端电路的噪声系数为,解 将图中的噪声系数和增益化为倍数,有,例2 某接收机由高放、混频和中放三级组成，已知混频器的额定功率增益KPM2=0.2，噪声系数NF2=10dB；中放噪声系数NF3=6dB；高放噪声系数NF1=3dB。如果要求加入高放比不用高放时的总噪声系数下降10倍，则高放的额定功率增益KPM1应为多少？解：3dB，10dB,6dB，分别对应为2，10，4 未加入高放时接收机噪声系数NF=10+(4-1)/0.2=25 则加入高放后接收机噪声系数NF=2.5 NF=2+(10-1)/KPM1+(4-1)/0.2 KPM1=2.5,KPM

21、1=48=16.8dB,4.3.6 接收机的灵敏度 接收机的灵敏度是指为保证必要的输出信噪比，接收机输入端上所需的最小有用信号电平。该信号电平越低，则接收灵敏度越高，表示接收微弱信号的能力越强。根据噪声系数的定义，可得接收机输入端所需的最小信号功率和最小信号电压分别为,So/No为接收机中频放大器输出(即检波器输入)端所要求的信噪比，它取决于系统的调制方式和检波方法。Ri为接收机输入端匹配时的输入电阻。,4.4 高频小信号放大器概述,高频小信号放大器通常是指接收机中混频前的射频放大器或混频后的中频放大器。由于来自接收天线的信号既有中心频率很高(几百kHz到几百MHz)而频谱宽度相对较窄(几kH

22、z到数十MHz)的已调有用信号，又有不同中心频率的已调无用信号和干扰信号，因此要求高频放大器应具有一定形状的频率选择特性。,1.增益 为了提高接收微弱信号的能力，要求高频放大器有足够的电压增益。比如对于远程接收机，从天线上收到的信号强度一般为微伏量级，而解调器所需的信号电压要在1V以上，所以放大器的电压增益必须高于60dB。高增益需要靠高放和中放多级放大器来实现，我们希望每级放大器的增益尽量大，使满足总增益时级数尽可能少。但由于噪声、频带宽度和自激问题的约束，使每级放大器的增益有一定的限制。,2.通频带和选择性 由于高频放大器的输入信号一般都为已调信号，有用信号的频率分量对称地或不对称地分布于

23、中心频率的两侧，因此放大器必须具有一定宽度的通频带，以便让信号中的各频率分量得到均匀的放大。调幅广播接收机的通频带约为9kHz，电视接收机的通频带约为8MHz,在均匀放大有用信号的同时又能有效地抑制频带以外的无用信号，这是对高频放大器提出的选择性要求。具有理想选择性的放大器，其幅频特性曲线应呈矩形。但实际的曲线形状往往偏离矩形，如图4.16所示。为了衡量实际选择性接近理想矩形的程度，通常引入参数矩形系数K0.1。,它定义为：式中，B0.1为相对放大倍数下降到0.1处的带宽，如图所示。显然，矩形系数越小，选择性越好，其抑制邻近无用信号的能力就越强。,3.稳定性 电路稳定是放大器正常工作的首要条件

24、。稳定要求：1）当电路参数随温度等因素发生变化时，放大器的参 数基本不变。2）在高频工作时，晶体管内反馈和寄生反馈较强，因此高频放大器很容易自激。因此，必须采取多种措施来保证电路的稳定，如合理地设计电路、限制每级的增益和采取必要的工艺措施等。,4.噪声系数 为了提高接收机的灵敏度，必须设法降低放大器的噪声系数。高频放大器由多级组成，降低噪声系数的关键在于减小前级电路的内部噪声。因此，在设计前级放大器时，要求采用低噪声器件，合理地设置工作电流等，使放大器在尽可能高的增益下噪声系数最小。,要点回顾：等效噪声温度噪声系数的计算方法：阻抗匹配，开路电压和短路电流。电阻网络噪声系数的计算晶体管放大器噪声

25、系数的计算高频放大器低噪声系数的工作范围无源四端口网络的噪声系数级联电路的噪声系数接收机的灵敏度高频小信号放大器的主要技术指标,4.5 晶体管谐振放大器,谐振放大器是用LC并联谐振回路作负载的选频放大器。回路的初级端直接或通过抽头与放大管输出端相接，而下级负载通过变压器耦合或抽头方式接入回路。,这样，负载回路在谐振时的频率特性(如有载Q值、通频带和选择性等)，将决定放大器的选频特性。单谐振回路的谐振放大器电路简单，调整方便，所以应用较广。而双调谐耦合回路在通频带和选择性方面都优于单谐振回路。因此，在上述指标要求较高的场合，可采用双调谐回路谐振放大器。本节将以单调谐回路谐振放大器为例，来讨论谐振

26、放大器的性能特点及指标计算方法。,4.5.1 晶体管Y参数等效电路 在分析谐振放大器时，常用晶体管Y参数等效电路，把共发射极晶体管看成一个线性双端口网络。,图4.18 晶体管混合型等效电路和Y参数等效电路(a)型等效电路；(b)Y参数等效电路,选端口电压为自变量，端口电流为因变量，可得网络Y参数方程组,yie，yfe分别为输出短路Uce=0时输入导纳和正向传输导纳;yoe，yre分别为输入短路Ube=0时输出导纳和反向传输导纳。,利用等效电路图并考虑到CbeCbc后，则根据Y参数的定义，可求得两参数间的关系为,式中:,1）Y参数是频率的复杂函数，同时因gbe和gm都与IEQ有 关，所以Y参数也

27、是静态工作电流的函数。2）但对于像谐振放大器这样的窄带放大器(即带宽远小于 中心频率)，可以把中心频率处的Y参数值近似看成在 带宽范围内不随频率变化的常数。3）Y参数可以直接用仪器测出，手册上也给出指定频率 和工作电流下的数值。,4.5.2 单调谐回路谐振放大器分析,共发射极单调谐回路谐振放大器。RB1、RB2和RE组成偏置电路，单调谐回路与集电极直接相连，并通过变压器耦合将信号输出给下级负载。,输入be端：,输出ce端：,1.电压放大倍数 为放大器输出电压 与输入电压 之比。,则电压放大倍数为,在负载回路谐振时，因yoe和YL的电纳抵消，故,2.输入导纳Yi Yi定义为放大器接负载时，从输入

28、端看进去的导纳，即。,式中右边第二项是因yre引入的输入导纳部分，它反映了输出通过晶体管内部反馈对输入端所产生的影响。3.输出导纳Yo Yo定义为放大器输入端接有信号源导纳时，从输出端看进去的导纳，即将电流源和负载开路(YL=0，Is=0),第二项反映了信号源导纳通过晶体管反馈对输出端产生的影响。,4.通频带与选择性 谐振放大器的频率特性主要取决于负载谐振回路的频率特性。若令yoe=goe+jCoe，则放大器的总负载导纳可表示为,其中：,归一化的电压放大倍数：,幅值：,放大器的通频带为:,可见，当f0一定时，QL值愈高，谐振放大器的通频带愈窄，反之则愈宽。如前所述，谐振放大器的选择性是用矩形系

29、数K0.1来表示的。令归一化电压放大倍数等于0.1，得：,矩形系数：,上式结果表明，单调谐回路放大器的矩形系数比1大很多，反映在频率特性上即幅频特性曲线与理想矩形相差甚远，所以其频道选择性差，这是单调谐回路放大器的缺点。以上我们分析了单级谐振放大器的性能指标。对于有n级的多级单调谐回路放大器，总电压放大倍数为各级放大倍数的乘积，即,如果各级放大器完全相同，则,例：设工作频率f=30MHz，晶体管的正向传输导纳yfe=58.3ms,gie=1.2ms,Cie=12PF,goe=400us,Coe=9.5PF,回路电感L=1.4uH,接入系数P1=1,P2=0.3,空载品质因数Q=100(假设yr

30、e=0,且不考虑R4)，假设后级晶体管与本级相同。求：单级放大器谐振时的电压增益，谐振时回路外接电容C，通频带。,4.5.3 谐振放大器级联时的稳定性 在实际电路中，下级谐振放大器的输入回路就是前级的输出谐振回路，放大器的输入导纳Yi将并接在该回路两端。由于晶体管存在反向传输导纳yre，因此输出电压会反作用到输入端形成反馈。这种内部反馈可以引起放大器工作不稳定。,反馈导纳YF：,当没有反馈导纳YF时，包括yie在内的输入回路是调谐的。这时，yie中的电纳部分可归入L或C中，决定回路的谐振频率；yie中的电导部分加上信号源内电导决定回路的有载Q值。,YF的存在，改变了输入回路的上述性能参数。YF

31、与晶体管参数和负载导纳有关，不计rbb，则yfegm，yre-jCbc；令后级：,所以,对于后级输出谐振回路：,反馈导纳YF的影响：1）后级谐振f=f0时，反馈电纳使前级失谐，放大倍数下降。2）后级为ff0时，反馈电导使前级负载电阻减小，Q值降 低，放大倍数下降；反馈电纳使前级失谐。3）后级为ff0时，反馈电纳使前级失谐；反馈电导gF0等效 于引入正反馈，不稳定，可能自激振荡。,提高放大器稳定性的方法 一是从晶体管本身考虑，减小其反向传输导纳yre,二是从电路上设法减小或消除晶体管的反向作用。1.失配法 如果把负载导纳YL取得足够大，满足yoe+YLyfeyre，则输入导纳Yiyie，可大大减

32、小反馈导纳 YF 的不利影响。但 YL 的增大，将使电压放大倍数减小。因此，失配法实质上是利用降低单级放大器的增益来换取工作稳定的。,2.中和法 中和法是在放大器的输出与输入端之间外加反馈网络，通过其外部反馈来中和(抵消)晶体管的内部反馈，实现信号单向传输。由于晶体管反向传输导纳yre中的电导分量很小，即忽略rbb时，yre-jCbc，因此只需一个反馈电容即可抵消Cbc的内反馈影响，达到中和的目的。图4.22是实现中和的交流原理电路，图中，Cbc代表晶体管的内反馈电容，CN为外接的中和电容。,图4.22 中和法原理图,由图4.22，中和条件可表示为,即,式中，N1、N2分别为L1和L2线圈的匝

33、数。式可作为选择中和电容CN的基本依据。晶体管的yre（Cbc）是频率和静态电流的复杂函数，上式是近似。而且上式也只能在谐振回路的某一频率上才准确反相，在窄带近似反相。,中和法与失配法比较 中和法：优点：简单，增益高 缺点：只能在一个频率上完全中和，不适合宽带 因为晶体管离散性大，实际调整麻烦，不适于 批量生产。采用中和对放大器由于温度等原因引起各种参 数变化没有改善效果。失配法：优点：性能稳定，能改善各种参数变化的影响；频带宽，适合宽带放大，适于波段工作；生产过程中无需调整，适于大量生产。缺点：增益低。,4.6 集中选频放大器,集中选频放大器是一种采用集中滤波和集中放大相结合的非谐振式高频放

34、大器。集中滤波大大减小了级间相互影响，但由于集中滤波器的频率特性固定，它只能用作中心频率不变的宽带放大器。,图4.23 集中选频放大器的组成模式,声表面波滤波器（SAWF）,目前,应用最普遍的集中滤波器是声表面波滤波器。声表面波滤波器（urface coustic ave ilter）是利用某些压电材料(如石英、铌酸锂或锆钛酸铅等)的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电声换能器件。压电效应：当晶体受到应力作用时,在它的某些特定表面上将出现电荷,而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系,这是正压电效应；当晶体受到电场作用时,在它的某些特定方向上将出现应力变化,而且电场强度与应力变化之间

35、存在着线性关系,这是逆压电效应。,4.24,l,均匀叉指换能器的幅频特性为 sinx/x 形式，考虑到发端与收端两个换能器的共同作用，SAWF的幅频特性为：,分析表明：换能器的叉指结构与其频率特性是一傅里叶变换关系。指长分布的包络为矩形时，频率响应为 sinx/x；反之，指长分布的包络为sinx/x，频率响应将为矩形系数接近的矩形，这正是期望的。,图4.25均匀叉指换能器的幅频特性,图4.26 彩电接收机所用的声表面波滤波器的幅频特性曲线,图4.27 接有声表面波滤波器的选频放大器,目前声表面波滤波器的中心频率可在MHzHz之间,相对带宽为%,矩形系数可达1.1-。为了保证对信号的选择性要求,

36、声表面波滤波器在接入实际电路时必须实现良好的阻抗匹配。图4.27所示为一接有声表面波滤波器的预中放电路,滤波器输出端与一宽带放大器相接。,4.6.2 石英晶体滤波器,石英晶体谐振器具有Q值高，稳定性好等特点，常用来构成窄带带通、带阻滤波器。,图4.28 桥型晶体带通滤波器及其电抗特性(a)电路图；(b)电抗特性,图4.28(a)示出了桥型结构的晶体带通滤波器。设输出端22分别短路和开路时11端的输入阻抗为Z01和Z1，则有,可以把桥型电路改变成常用的差接桥型电路，变压器的变换比为12，次级线圈的中心抽头作为输出的一端与负载相接。当差接桥型电路的输出端22短路或开路时，11端的输入阻抗与上相同。

37、,图4.29 差接桥型晶体带通滤波器,差接桥型带通滤波器的特性阻抗、传输常数以及由此而得出的带通特性也必然与桥型电路完全相同。需要说明的是，由于石英晶体和电路均有损耗，因此实际晶体滤波器的通带内衰减并不为零，一般有几分贝的衰减。,石英晶体的Q值高，在阻带有陡峭的衰减特性。但晶体的串、并联谐振频率非常接近，使得晶体滤波器的通带范围很窄，通常只有在几MHz以上频率处才能得到大于3kHz的带宽。因此，石英晶体滤波器只适用于窄带滤波的场合，如语言通信机中的中频滤波、边带滤波等。,4.6.3 陶瓷滤波器 利用某些陶瓷材料(如锆钛酸铅等)的压电效应可以制成陶瓷谐振器。它的工作原理及等效电路与石英晶体谐振器

38、相同，差别在于陶瓷谐振器的Q值较低(约几百)，但串、并联谐振频率的间隔较大。陶瓷滤波器除了有双电极的结构之外，还可以制成三电极结构。,将多个陶瓷滤波器按T形结构级联起来，便成为性能优良的四端陶瓷滤波器，具有Q值高，带通损耗小，选择性好及体积小等优点，工作频率可到100MHz，相对带宽为千分之几到百分之几。,图4.30 三端和四端陶瓷滤波器(a)三端式；(b)四端式,一、概念填空(20分，1/空)电子线路的定义是：有源器件与无源网络的结合，通信电子线路与模电相比的主要区别是通信电子线路为 非线性，高频，时变。LC串/并联回路明显的特性区别是 谐振电阻 和 负载电阻对其Q值的影响，原因在于它们分别

39、是 电压谐振 和 电流谐振。功率放大器的主要设计指标有：输出功率，效率，关键问题是 管子温升。功率放大器在基极负偏置时，基极的自给偏置方式有 基极自给偏置电路 和 发射极自给偏置电路。三点式振荡器满足振荡的原则是：射同基反，即 射极到基极和集电极的电抗性质相同；基极到射极和集电极的电抗性质相反。LC谐振回路的特性参数是 Q值，谐振频率 和 谐振电阻。丙类谐振功率放大器工作状态由输入端参数 Ubm，EB 输出端参数 RL，EC 和放大管的参数 gm，UB 共同确定。反馈式正弦振荡器的振幅和相位稳定条件分别是,二、简单计算填空(18分，3/空)由C=50pF的电容和L=2H的电感构成串联谐振回路时的谐振频率是 16MHZ，构成并联谐振回路时的谐振频率是 16MHZ。2设一放大器以简单并联振荡回路为负载,信号中心频率f0=10MHz,回路电容C=50 pF。若回路品质因数为Q=100,则回路谐振电阻是 31.8K 及回路带宽为 100KHz。3一电容反馈振荡器的实际电路如图所示，其反馈系数约等于 1/3，它的输出中心频率为 5.4 MHz。,