移动信道的噪声和干扰.ppt

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1、第3章 移动信道的噪声和干扰,3.1 人为噪声和移动通信中的主要干扰 3.2 邻道干扰,3.1 人为噪声和移动通信中的主要干扰,3.1.1 人为噪声 外部噪声分为自然噪声和人为噪声两类。自然噪声主要是指大气噪声、宇宙噪声和太阳噪声。人为噪声主要指电气设备的噪声，如电力线噪声、工业电气噪声、汽车或其它发动机的点火噪声等。,人为噪声是由汽车点火系统、电机电器、电晕放电等电磁辐射造成的。人为噪声多属于脉冲性噪声。大量的噪声混在一起，还可能形成连续性噪声，或连续性噪声中叠加有脉冲性噪声。频谱分析表明，这种噪声的频谱较宽，而且噪声强度随频率的升高而下降。各种外部噪声的功率与频率的关系如图3-1所示。,图

2、 3-1 外部噪声的功率与频率的关系,3.1.2 移动通信中的主要干扰 在移动通信系统中，基地站或移动台接收机必须能在其它通信系统产生的众多较强干扰信号中，检出较弱的有用信号。图3-2所示是这种情况下的一个典型例子。,图 3-2 移动通信中的干扰示意图,3.2 邻道干扰,3.2.1 邻道干扰 邻道干扰是指相邻的或邻近频道之间的干扰。模拟移动通信系统广泛使用的VHF、UHF电台，频道间隔是25 kHz。由于调频信号的频谱很宽，理论上有无穷边频分量，因此，当其中某些边频分量落入邻道接收机的通带内时，就会造成邻道干扰。,1.调制边带扩展干扰 调制边带扩展干扰是指语音信号经调频后，它的某些边带频率落入

3、相邻信道形成的干扰。以调频方式传输语音信号时，要计算信号调制边带扩展干扰是比较复杂的。为简化计算，常采用单音频调频波进行分析。单音频调频波的表达式为 s(t)=cos(0t+mfsint)式中，0为载波角频率；mf为调制指数；为调制信号角频率。,经展开运算后，上式可写成,=J0(mf)cos0t 载频+J1(mf)cos(0+)t-J1(mf)cos(0-)t 第一对边频+J2(mf)cos(0+2)t-J2(mf)cos(0-2)t第二对边频+J3(mf)cos(0+3)t-J3(mf)cos(0-3)t第三对边频+Jn(mf)cos(0+n)t-(-1)nJn(mf)cos(0-n)t 第

4、n对边频,设调频波的第n次边频落入相邻信道，如图3-3（b）所示(第（K-1）信道发射机的调制边带第n次边频落入第K信道)。再考虑到收发信机由于频率不稳定而造成的频率偏差fTR，在最坏情况下，落入邻道的最低边频次数为,(3-1),图 3-3 调制边带扩展干扰,（1）瞬时频偏控制（IDC）。瞬时频偏控制是指对调频波的最大频偏进行瞬时的自动控制过程。在采用直接调频产生调频波时，只要在调频电路前端加一限幅电路，就能把调制语音幅度限定在一定范围之内，因而可以有效的把产生的瞬时频偏限制在要求的范围之内，从而使调制边带扩展干扰降到-140dBW以下，以保证通信时基本上不受干扰的影响。具有瞬时频偏控制功能的

5、方框图如图3-4所示。,图 3-4 IDC电路,图 3-5 预加重原理图,经预加重后，频率较高部分由于幅度较大，在经调制后产生的频偏就有可能因为过大而造成邻道干扰，为此，引入了限幅器。限幅器使输出幅度被限制在一定范围之内，从而避免了频偏过大造成的邻道干扰，如图3-6所示。图3-7给出了瞬时频偏控制电路的特性。由图3-7中可以看出，频偏最大保持在5kHz。,图 3-6 IDC电路的波形,图 3-7 IDC电路特性,（2）邻道干扰滤波器（低通滤波器）。经积分放大输出的信号，尤其是高频端，将产生波形失真，即出现很多高次谐波成分。如果不滤除的话，就会使边带频谱变宽，从而使邻道干扰更加严重。所以，通常在

6、IDC电路之后插入一个低通滤波器，把带外高音频成分抑制掉。这个滤波器就称为邻道干扰抑制滤波器。它是锐截止低通滤波器，其滤波特性如图3-8所示。,图 3-8 邻道干扰滤波器特性,2.发射机边带噪声干扰 发射机边带噪声干扰是指存在于载频两侧的噪声，如图3-9（a）所示。边带噪声愈靠近载频，幅度愈大。边带噪声的大小，主要取决于振荡器、倍频器的噪声，IDC电路和调制电路的噪声以及电源脉动等引起的噪声。,图 3-9 发射机边带噪声干扰,3.2.2 同道干扰 同道干扰亦称同频干扰，是指相同载频电台之间的干扰。在电台密集的地方，若频率管理或系统设计不当，就会造成同频干扰。在移动通信系统中，为了提高频率利用率

7、，在相隔一定距离以外，可以使用相同的频率，这称为同信道复用。图3-10为同频单工方式的同道干扰示意图。基地站A、B的小区覆盖半径为r，两个基地站相隔一定距离同频工作。,如果基地站A接收机输入端的有用信号与同频干扰比值等于射频防卫比，则此时两基地站之间的距离（即同频复用距离）D等于被干扰的接收机至干扰发射机的距离DI。也可表示为,式中，Dr称为同信道复用比或同频复用比。,图 3-10 同频单工方式同道干扰示意图,在双工情况下，收发使用不同频率，移动台M处于最易受到基地站B干扰的位置，图3-11为同频双工方式的同道干扰示意图。,图 3-11 同频双工方式同道干扰示意图,若被干扰接收机至干扰发射机的

8、距离为DI，则同频复用距离（A、B两基地站之间的距离）为 D=DS+DI=r+DI 因此，同频复用比为,图 3-12 同频单工与双工方式确定同频复用距离示意图,*3.2.3 互调干扰 移动通信系统中，存在着各种各样的干扰，其中最主要的就是互调干扰。互调干扰是由传输信道中的非线性电路产生的。它指两个或多个信号作用在通信设备的非线性器件上，产生同有用信号频率相近的组合频率，从而对通信系统构成干扰的现象。在移动通信系统中，产生的互调干扰主要有三种：发射机互调、接收机互调及外部效应引起的互调。,1.互调干扰的基本概念 假定由于输入回路选择性较差，同时有三个载频分别为A、B、C的干扰信号进入接收机高频放

9、大级或混频级，而我们需要接收的信号载频为0。一般非线性器件的输出电流ic与输入电压u的关系式为 ic=a0+a1u+a2u2+a3u3+anun（3-3）,式中，a0，a1，a2，an是由晶体管特性决定的系数，通常a0a1a2an。当把作用于晶体管的信号u=AcosAt+BcosBt+CcosCt代入式（3-3）时，经展开整理后，输出回路电流ic的频率成分是十分复杂。当取到三次项（即n=3）时，产生的谐波及组合频率应为 A、B、C；2A、2B、2C；3A、3B、3C；,2 A B、2 C A；2 B A、2 C C；2 A C、2 C B；,A+B+C、A+B-C、A-B+C-A+B+C 当产

10、生的组合频率与接收信号频率0接近时，就会形成对有用信号的干扰，通常称这种干扰为三阶互调干扰。可见，三阶互调干扰有两种类型，即二信号三阶互调和三信号三阶互调：2A-B=0 A+B-C=0,2.多信道系统的三阶互调 在实际工作中，移动通信系统是采用多信道同时工作的，这些信道的间隔比较窄（一般为25kHz）。由于它与信道载频相比很小，因此各信道载频相差不多，基本上属于同一数量级。在这种情况下，产生三阶互调的频率源，应主要是网内的多信道频率。这样，根据以上概念，如有n个等间隔信道时，则产生的三阶互调干扰为 fx=fi+fj-fk（ijk）（3-4）fx=2fi-fj（ij）（3-5）,1）三阶互调产物

11、的信道序号表示法 假设信道序号由1n按等间隔划分为C1、C2、Cm、Cx、Ci、Cj、Ck、Cn。若信道序号C1中使用的频率为f1，则其中任一信道的频率可表示为 fm=f1+F（Cm-1）（3-6）,式（3-6）是以最低频率f1为基准，用信道序号Cm及信道间隔F来表示m信道频率的公式。同理，用这种方法也可得到下列表达式：fx=f1+F（Cx-1）fi=f1+F（Ci-1）fj=f1+F（Cj-1）fk=f1+F（Ck-1）,(3-7),将式（3-7）代入式（3-4）及式（3-5）中，就可得到以信道序号表示的三阶互调公式：Cx=Ci+Cj-Ck（3-8）Cx=2Ci-Cj（3-9）,2）三阶互调

12、干扰的计算 如果把式（3-9）展开：Cx=Ci+Ci-Cj，并与式（3-8）相比较，就可看出，它们只是下标不同，而i、j、k又是任意值，所以从这个意义上说，式（3-8）更具有代表性。式（3-8）也可写成 Cx-Ci=Cj-Ck（3-10）如果用信道序号差值d来表示，式（3-10）可写为 dxi=djk（dxi=x-i；djk=j-k）（3-11）,图 3-13 差值阵列法流程图,(1）先依次排列信道序号。(2）为了不漏掉任一信道序号差值，按规律先计算相邻信道序号差值di，并写在两信道序号之间，如流程第二行（2、1、7、6、5、4）。(3）计算每隔一个信道的序号差值。(4）计算每隔两个信道的序号

13、差值。(5）这样一直计算下去，直至只剩一个计算结果即26-为止。,3.无三阶互调信道组的选择 1)采用差值阵列法 如果把差值阵列法反过来用，就可用来进行信道频率配置。不但无三阶互调，还可使占用频带宽度尽量小一些。它的前提是必须使形成的或设计的差值阵列中，不出现重复数据，即信道序号差值各不相同。下面举例说明采用差值阵列法进行信道频率配置的步骤。假定有n个等间隔信道，信道频率配置步骤如下：(1）选相邻信道序号差值。,选di=1。选di=2。选di=4。选di=5。选di=8。选di=10。选di=14。,图 3-14 差值阵列法序号排列,(2）第三行数据为第二行两相邻信道序号差值di之和。(3）第

14、四行数据为第二行三相邻信道序号差值di之和。(4）第五行数据为第二行四相邻信道序号差值di之和。可以类推下去，得到无三阶互调的信道频率配置，见表 3-1。,表 3-1 无三阶互调信道组,2）信道的分区分组分配法 在小区制系统中，若每个小区使用的信道数较少，则可采用信道的分区分组分配法来提高频段利用率。下面举例说明。,根据以上分析，使用试探法，就能选取有用信道组。第一信道组选取信道序号为1、2、5、11的 4 个信道，其基值序列为1、3、6。第二信道组仍采用差值序列1、3、6，但信道序号从第6信道算起，则可得到信道序号为6、7、10、16的 4 个信道。第三信道组取差值后序列1、9、2，信道序号

15、从第3信道算起，则可得信道序号为3、4、13、15的 4 个信道。,第四信道组取差值序列4、6、7，信道序号从第8信道算起，则可得信道序号为8、12、18、25的 4 个信道。第五信道组取差值序列1、3、8，信道序号从第21信道算起，且序号从大到小排列，则可得信道序号为21、20、17、9的 4 个信道。第六信道组取差值序列1、3、5，信道序号从第23信道算起，序号从大到小排列，则可得23、22、19、14的 4 个信道。根据以上结果，做出分区分组信道分配图，如图3-15所示。,图 3-15 分区分组信道分配图,第一信道组：1，5，14，20，34，36 第二信道组：2，9，13，18，21，

16、31 第三信道组：3，8，19，25，33，40 第四信道组：4，12，16，22，37，39 第五信道组：6，10，27，30，32，41 第六信道组：7，11，24，26，29，35 第七信道组：15，17，23，28，38，42,3）等频距分配法 等频距分配法是按等频距来配置信道的。例如，有160个信道，共分成10个信道组，每个信道组有16个信道，则第一信道组的序号为：1、11、21、31、41、51、61、71、81、91、101、111、121、131、141、151；第二信道组的序号为：2、12、22、32、42、52、62、72、82、92、102、112、122、132、142

17、、152；第三信道组的序号为以此类推，画出的信道分配图如图3-16所示。,图 3-16 等频距分配图,4.发射机互调干扰 图3-17给出了两台发射机产生互调干扰的示意图。发射机1的频率f1通过空间耦会将会进入发射机2，由于发射机2的末级工作于非线性状态，因此将产生三阶互调产物2f2-f1。同理，当f2进入发射机1的末级时，也将产生三阶互调产物2f1-f2。这两个互调产物都将到达接收机输入端，如果它们正好落于接收机通带之内，则必将造成干扰。,图 3-17 两台发射机三阶互调干扰示意图,减小发射机互调的措施包括：(1）加大发射机天线之间的间距。(2）采用单向隔离器件。(3）采用高Q值谐振腔。,图

18、3-18 天线间的耦合损耗与天线间距的关系(a)垂直放置；(b)水平放置,图 3-19 利用3dB定向耦合器构成的天线共用器,图 3-20 利用空腔谐振器构成天线共用器,5.接收机互调干扰 一般接收机前端射频通带较宽。如有两个或多个干扰信号同时进入高放或混频级，通过它们自身的非线性作用，各干扰信号就会彼此作用产生互调产物。如果互调产物落入接收机频带内，就会形成接收机的互调干扰。,由于基地站通常是多部发射机同时工作，所以当移动台靠近基地站时，就会有几个较高电平的信号同时作用在移动台接收机的前端，进而由于接收机前端电路的非线性而形成互调。当移动台互调指标太低时，就会发生严重干扰。当有用信号与互调产物的强度比大于或等于射频防卫比S/I（dB）时，则不致造成干扰，即,为了减少接收机互调干扰，可以采取以下措施：(1）采用提高输入回路选择性或者高放、混频电路采用平方律特性的器件的方法，来提高接收机的射频互调抗拒比，一般要求高于70dB。(2）移动台发射机采用自动功率控制系统；减小无线小区半径，降低最大接收电平。(3）在系统设计时，选用无三阶互调信道组。但在多信道共用系统中，这一点难以实现。,