毕业设计论文基于TMS320F2808的数字音频扫频仪.doc

《毕业设计论文基于TMS320F2808的数字音频扫频仪.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《毕业设计论文基于TMS320F2808的数字音频扫频仪.doc（36页珍藏版）》请在三一办公上搜索。

1、基于TMS320F2808的数字音频扫频仪目录摘要4引言41系统指标52系统方案72.1方案介绍82.2方案分析83系统工作原理83.1信号发生单元83.1.1PWM模块简介93.1.2等面积PWM法93.1.3正弦逼近算法113.1.4扫频步进精度133.2信号接收单元133.3数据处理单元143.3.1多次测量求均值算法143.3.2单频点DCT算法163.4控制显示单元164系统硬件设计174.1DSP电源模块184.2ADC参考电平模块194.3信号调理1204.4信号调理2204.5SCI通信电路214.6带阻网络模块214.7实际制作电路板图示225系统软件设计235.1总体框图2

2、35.2初始化235.3中断245.4控制调度255.4.1全局流程图255.4.2DSP各模块运作流程265.4.3PC机上串口通信的软件设计275.5Iqmath库285.5.1Iqmath简介285.5.2Iqmath原理286测试结果286.1测试场景296.2关键点测试296.3系统实测326.3.1测试流程326.3.2训练结果326.3.3测试结果及分析33参考文献35附录文档36图 1数字扫频仪组成框图5图 2比较单元和PWM电路产生的非对称PWM波形(x=1,2,3,4,5,6)9图 3 PWM模拟正弦波原理图9图 4信号在目的信号上的分量随采样点变化图示（）12图 5 AD

3、C模块框图14图 6 SCI模块框图17图 7 DSP电源系统18图 8 DSP供电图示18图 9 ADC参考电平设计19图 10信号调理120图 11信号调理220图 12 SCI通信电路21图 13带阻网络22图 14实际制作电路板22图 15系统总体框图23图 16全局流程图25图 17 PWM模块流程图26图 18 ADC模块流程图 图 19 SCI模块流程图27图 20测试场景图示29图 21 PWM波形及滤波后正弦波形30图 22 带阻网络输入输出2kHz左右信号30图 23带阻网络输入输出10kHz左右信号31图 24带阻网络输入输出20kHz左右信号31图 25两个低通滤波器理

4、论幅频特性32图 26实测训练幅频特性（5次扫频）33图 27带阻网络理想幅频特性33图 28示波器实测带阻网络幅频特性34图 29本系统实测带阻网络幅频特性（1次测量）34图 30本系统实测带阻网络幅频特性（5次测量）35表 1扫频仪系统参数6表 2带阻网络参数6表 3陷波器补偿算法参数7 摘要：本设计采用TMS320F2808 DSP芯片，制作了一台音频频率数字扫频仪，能够测量未知网络音频范围内的幅频特性。该系统具有良好的可扩展性，关键系统参数软件可调，并可通过算法设计实现相频特性的测量，同时小巧灵活，具有实时性强，精度高的特点。用户可以通过PC机上友好的用户界面方便灵活地控制整个系统的工

5、作，查看数据及观察测试曲线。关键词：数字扫频仪，DSPDigital Audio Sweep Generator based on TMS320F2808 Xu LiFei WangHuanhuan Sun(School Of Information Science and Technology, University of Science and Technology of China)Abstract:The digital audio sweep generator is designed with TMS320F2808 DSP chip to measure the amplitud

6、e-frequency characteristic of unknown systems. Besides, the system can also be developed to measure the phase-frequency characteristic by adjusting the key parameters of software. The sweep generator is able to implement high real-time and precision measurements separated from the simulation environ

7、ment. A friendly GUI is designed to control the system and display the results on PC.Key words:Digital sweep generator，DSP.引言我们选作的题目是“基于C2000的音频范围扫频仪”，题目要求设计并制作一台音频频率数字扫频仪，测量带阻网络幅频特性。发挥部分要求为C2000设计幅频均衡算法，用以补偿陷波器的陷波特性，并分析C2000能否实时处理。本设计顺利完成了该题目的基本要求及发挥部分。本文介绍扫频仪的设计、实现及测试结果，发挥部分以附录文档的形式给出。我们的小组由三位本科生组

8、成，第一次独立设计PCB电路板、独立设计DSP代码，设计中遇到诸多困难，但一一克服，受益匪浅。在此向中国科学技术大学无线网络通信实验室的老师及师兄师姐的大力帮助表示感谢，同时感谢TI工作人员的热心帮助和样片的及时提供，由衷地感谢TI公司能够为我们提供这次锻炼的机会。1 系统指标本系统设计基本要求完成数字音频扫频仪，组成框图如图 1所示图 1数字扫频仪组成框图扫频仪的题目设计要求： 扫频信号发生：1. 不得使用外部DAC或DDS芯片，只能使用C2000内部PWM信号发生器。2. 扫频信号频率范围2020kHz，步进小于10Hz（1Hz时此项满分）。3. 信号调理1的输出幅度应在03V；具体峰峰值

9、不限，输出阻抗为。 幅频特性测量1. 信号调理2的输入电阻为600W。2. 应用数字信号处理技术获取带阻网络在2020kHz间的幅频特性，不得使用硬件真有效值检测电路。3. 必须使用C2000内建ADC进行设计。 幅频特性显示1. 使用C2000的UART和电脑显示器通信，设计显示界面和简单界面；或利用模拟示波器。本设计中的扫频仪系统： 扫频信号发生：1. 采用TMS320F2808内置PWM模块产生PWM信号。2. 扫频信号频率范围为20-20kHz，步进1Hz。3. 信号调理1为26.5kHz的低通滤波器，输出峰峰值为3V，输出阻抗。 幅频特性测量1. 信号调理2输入电阻为600W。2.

10、采用C2000内置ADC对信号进行采样，由DSP对数据进行处理。 幅频特性显示1. 使用C2000的UART模块和PC机通信，将结果通过9针串口传送给PC机，由PC机显示器显示幅频特性曲线。扫频仪系统参数如表 1所示：参数名称参数值可扩展性备注扫频范围2020kHz软件可调扫频周期12.28s软件可调多次扫描求均值时，逐级递增1.39s测量范围软件可调随着测量周期数的增加，测量范围将逐步扩大测量精度不可调随信噪比的提高而改善，信噪比减小则会恶化扫频信号峰峰值3V软件可调PWM脉冲宽度软件可调ADC采样频率390kHz软件可调ADC采样精度12位采样不可调采样误差为步进1Hz软件可调，最小步进0

11、.61Hz可以通过使用更高精度IQ数据类型或者采用多个数据表示一个变量的方法，进一步提高步进精度表 1扫频仪系统参数带阻网络的题目设计要求：1. 必须使用有源滤波器。2. 带阻网络的最大衰减10dB。3. 带阻网络可拆卸。本设计中的带阻网络：1. 采用OPA363芯片设计为二阶有源带阻网络，网络结构为Sallen-Key结构。2. 带阻网络最大衰减50dB。3. 带阻网络为独立模块，与扫频仪通过SMA口连接，可拆卸。带阻网络参数如表 2所示：参数名称参数值可扩展性备注最大衰减频率10.9kHz简单更换电阻、电容可调最大衰减50dB不可调理论值为增益1不可调Q0.5不可调表 2带阻网络参数发挥部

12、分的题目要求：1. 设计幅频均衡算法，用以补偿陷波器的陷波特性，均衡结果2020kHz频率范围内的通带起伏不大于1.5dB。2. 并分析均衡算法的运算量，给出C2000能否实时处理的依据。本设计中的发挥部分：1. 本设计中对Sallen-Key结构的陷波器进行补偿，补偿算法参数如表 3所示。对于该陷波器的零点提出一种破零算法进行补偿，具体分析见附录文档1。陷波器采用Sallen-Key结构，中心频率10kHz，增益为1，Q=0.5，目的函数为切比雪夫I型滤波器，采样频率。参数名称参数值备注切比雪夫I型滤波器阶数6随参数变化而变 化均衡系统函数图见附录文档1均衡离散域函数C2000能否实时处理见

13、附录文档1表 3陷波器补偿算法参数2 系统方案本设计目标为采用TMS320F2808 DSP芯片设计数字音频扫频仪。该扫频仪由4大功能模块组成，分别为：信号发生模块，信号接收模块，数据处理模块和控制显示模块。2.1 方案介绍信号发生模块由DSP芯片内置的PWM模块及外围低通滤波器组成，发射2020kHz的扫频信号。信号接收模块由DSP芯片内置的ADC模块及外围低通滤波器组成。该模块的低通滤波器对接收到的信号进行滤波，去除高频噪声，然后由ADC模块对信号进行采样，得到数字信号。信号处理模块由DSP对采样得到的数字信号进行处理，得到系统幅频特性。控制和显示模块由DSP芯片内置的SCI模块及PC机组

14、成。该模块的PC机负责发出控制指令，接收DSP传输的数据并显示结果，SCI模块负责完成DSP和PC机之间的通信。2.2 方案分析信号发生模块采用DSP芯片内置PWM模块输出幅值固定，宽度可变的脉冲信号。在系统时钟为100MHz时，脉冲宽度的最小调节单位为。脉冲最大宽度可以设计为数量级，即脉冲频率为数量级。该频率，通过外围低通滤波器可以产生2020kHz的扫频信号。信号接收模块采用DSP芯片内置的ADC模块对接收到的信号进行采样。该模块采用12bit采样精度，输入信号范围为03V。可以通过外围低通滤波器的设计使得输入信号范围满足要求。该模块的最高采样频率为12.5MHz，采样精度为12bit，采

15、样误差为，完全可以满足2020kHz信号幅频特性测量的要求。信号处理模块采用DSP对采样得到数据进行处理。C2000系列DSP芯片的CPU运行于4级流水线方式。指令周期近似等于时钟周期，同时Iqmath库可以大大提高复杂运算的处理速度。控制和显示模块通过DSP内置SCI模块与PC机通信，该通信可以进行双工通信，C2000系列DSP最大传输速率高达12.5M Baud。完全可以满足设计要求。综合以上分析，可知系统方案具有可实现性。3 系统工作原理本章主要介绍系统信号发生单元，信号接收单元，数据处理单元，控制显示单元的总体设计并分析设计原理。3.1 信号发生单元信号发生单元由DSP内置PWM模块及

16、外围低通滤波器组成。低通滤波器的设计将在系统硬件设计中给出，下面论述PWM模块的工作原理及信号发生算法的设计原理。3.1.1 PWM模块简介PWM(Pulse Width Modulation)信号是指周期和幅值固定、宽度可变的脉冲序列。TMS320F2808 DSP芯片采用定时器比较匹配的方式输出幅值固定、宽度可变的脉冲信号，设计中采用Up-Count Mode，如图 2所示。图 2比较单元和PWM电路产生的非对称PWM波形(x=1,2,3,4,5,6)通用定时器（TBCTR）从0开始计数直到与设定的比较寄存器的值CA匹配,相应的输出引脚(EPWMxA)电平跳变，当TBCTR计数增加到与TB

17、PRD匹配则发生第二次电平跳变。3.1.2 等面积PWM法 占空比变化的PWM信号经过低通滤波器产生正弦信号如图所示：图 3 PWM模拟正弦波原理图等面积PWM法的基本思想是相同时间间隔内的PWM波的面积与调制波的面积相等，正弦波等面积PWM法的调制原理为：假定一个周期内PWM波的脉冲数为N，将参考正弦波的整个周期T分为N等分，在第i个区间正弦波的面积为：公式 1PWM波幅值为E，用单极性调制，则第i个区间的面积为：公式 2注：为PWM高电平的宽度， 为PWM的周期，为正弦波的周期，由两者面积相等，即：，推导可得：公式 3由PWM波调制得到的正弦波幅度相同，即,又,最终得到：公式 4计数值CA

18、，TBPRD与,的对应关系为：公式 5由(4)(5)得到：公式 6对应的正弦波频率和采样点数以及PWM频率的关系为：公式 7结合公式 8可以得到：公式 9已知,为了获得20HZ到20KHZ的正弦波，TBPRD需要作相应的变化，即：公式 103.1.3 正弦逼近算法上述算法针对面积进行设计，在采样点较多的时候可以很好地逼近理想波形，但是针对面积实际上相当于针对均值进行设计，当采样点数较少的时候，由于大量直流分量的引入，对信号均值造成较大影响，使得所得波形大幅度偏离所要的正弦波。本系统算法采用傅里叶分析，提取脉冲信号中所需信号分量进行设计，并综合考虑DSP实时处理能力，从几个可实现算法中，选取最优

19、算法使用。为简化分析，设所得目的信号，即为f(t)=sin(t)。每个周期采样点数为N。则对于信号：公式 11对该信号进行傅里叶变换：公式 12即对于信号在目的函数f(t)=sin(t)上的分量为。上述等面积法中：公式 13设PWM发送信号脉冲高度为1，则对于等面积法：公式 14现给出三种简单实现算法：算法1采用正弦波第i个区间x轴中央取值对应y轴取值作为占空比取值，即：公式 15算法2采用正弦波第i个区间始端值的y轴取值作为占空比取值，即：公式 16算法3采用正弦波第i个区间始端及末端的y轴取值的均值作为占空比取值，即：公式 17对信号分别作运算：公式 18并计算随N的变化，仿真如图所示：图

20、 4信号在目的信号上的分量随采样点变化图示（）如图 4所示，蓝色曲线为等面积法结果，绿色曲线为算法1结果，红色曲线为算法2结果，黑色曲线为算法3结果。可以看到算法1在随着采样点数的减少时的变化较慢，即对理想信号的逼近最为理想，故设计中采用正弦逼近算法1进行设计，即：公式 19式中：公式 20其中为脉冲频率，系统中设计为125kHz，为输出信号频率。为提高系统精度，实际设计中N含有小数部分。3.1.4 扫频步进精度从公式20可以看出，正弦信号频率的改变取决于采样点间隔，则频率的步进精度取决于所能达到的精度。采用Iqmath库函数实现该数据运算，在数据格式设定为IQ15的情况下得到的最高步进精度为

21、：公式 21即本项目的扫频信号步进精度最高达0.61Hz。更改系统中使用的IQ数据类型可以对步进精度进行调节。由于系统中和要进行除法运算，故而在float向IQ数据类型转换时可以直接映射，即不乘系数。采用更高精度的Q数据类型或者对数据采用更复杂的表示形式，可以进一步提高系统步进精度，如用两个数据，表示一个变量，即将瓶颈数据拆分表示。3.2 信号接收单元信号接收单元由DSP内置ADC模块及外围低通滤波器组成，外围低通滤波器的设计见系统硬件设计。TMS320F2808内置A/D转换单元，是一个12位流水线的模/数转换器。功能框图如下：图 5 ADC模块框图该单元为12bit采样精度，输入信号范围0

22、3V。系统中设计为外部参考电平，顺序采样模式，1通道对转换，ADCINA0结果放入ADCRESULT0，采样频率为390KHz。中断中将该结果右移4位送给Uint16类型数据，进行处理。采样转换值ADCRESULT:公式 223.3 数据处理单元该单元负责对接收到的数据进行处理，给出系统幅频特性，算法的精度将对最终的结果产生较大的影响，下面论述两种算法，并分析算法的特性，选取最优算法进行设计。3.3.1 多次测量求均值算法 操作流程：1. 采用C2000的ADC模块对经过调理电路后到达输入引脚的信号进行采样。2. 对采样得到数据中选取各频点最大值及最小值，计算出各频点峰峰值。3. 多次测量求平

23、均，作为测量最终的峰峰值，计算系统幅频特性。该算法数据处理简单，易实现，可以得到系统幅频特性。但单周期扫描精度较低，尤其在待测系统衰减较大时，系统信噪比较低，测量精度大幅度降低。可以通过多次测量求均值的办法来提高系统信噪比，进而提高测量的精度。原理如下：设为单频点第次测量得到有用信号分量，为第次测量中的噪声分量，每次接收信号:公式 23设，为高斯噪声，均值为0，方差为，且每次采样噪声互不相关。则为均值为，方差为的高斯信号。均值信号：公式 24则有：公式 25公式 26由于方差为且互不相关，可得：公式 27将公式 5代入公式 4可得：公式 28即为均值为，方差为的高斯信号。可以看到随着N的增大，

24、的均值不变，方差逐渐变小，系统的信噪比逐步改善，测量精度将随着测量周期数N的增加而得到提高。3.3.2 单频点DCT算法 操作流程1. 采用C2000的ADC模块对经过调理电路后到达输入引脚的信号进行采样。2. 对采样得到数据中选取单频点DCT运算，计算出各频点频域值，得到系统幅频特性。该算法对每个频点接收信号，由于已知该频点频率，进行运算：公式 29式中M为该频点采样点数，运算得到该频点频域值，则可以通过先训练再测量的方法得出系统的幅频特性及相频特性。对于噪声而言，单频点DCT运算滤除其它频率的噪声分量，相当于滤波作用，大大削弱噪声的影响，系统信噪比得到改善，精度得到提高。但是频谱泄漏将展宽

25、频谱，在DCT处理时，频谱的周期拓展将对该频点频域取值造成影响。可以通过加窗或者增加发送时间的方法来削弱频谱泄漏的影响，通过提高采样频率削弱频谱混叠的影响。该算法虽然能得到系统幅频特性及相频特性，且硬件电路无需修改。但是存在以下难点：1. ADC采样处理较复杂，在高实时性要求下，存在处理难度。2. 发送方与接收方的同步问题，由于路径延迟，采样数据有可能采到上个频点的数据。在未知系统延迟的情况下需要在频点切换时插入保护时隙或者在整个系统启动测量时，先发送同步信号，但会加大实时处理的难度。由于单频点DCT处理算法存在实现上的难度，故作为后备方案。而多次测量求均值算法实现简单并满足赛事要求，同时随着

26、测量次数的增加，系统精度会得到改善，故本系统采用多次测量求均值算法进行设计。3.4 控制显示单元DSP接收PC机的控制指令，执行相应的操作，同时将处理结果，通过SCI串口传输给PC机。PC机对收到的结果进行保存，并显示幅频特性曲线。SCI串口支持全双工和16级接收发送FIFO缓冲。发送数据存入发送数据缓冲寄存器SCITXBUF，然后移位到发送移位寄存器TXSHF，每次移一位数据。接收数据从引脚移位到RXSHF，然后再缓冲到SCIRXBUF。模块功能框图如图6所示：图 6 SCI模块框图波特率设置寄存器允许设置不同波特率公式 30LSPCLK为低速时钟，BRR为波特率设置寄存器数值。实际设计中采

27、用的波特率为115.2k Baud。4 系统硬件设计本章主要介绍系统硬件的设计，给出各模块的电路结构及关键参数，并进行简要的分析。同时，给出实际制作的电路板图示。4.1 DSP电源模块图 7 DSP电源系统供电顺序如图 8所示：图 8 DSP供电图示该模块由TPS70351电源芯片提供TMS320F2808芯片电压3.3V及1.8V。利用TPS70351自带上电顺序及RESET功能，设计上电顺序满足TMS320F2808对上电顺序的要求，并为DSP提供RESET信号。同时TPS70351输入使能信号设计为开关，控制系统整体复位。4.2 ADC参考电平模块为提高ADC采样的精度，该系统ADC模块

28、采用外部参考电平，电路图如图 9所示：图 9 ADC参考电平设计该模块采用TPS70302提供ADC参考电平。ADCREFIN连接DSP ADC模块参考电平输入引脚。参考电压：公式 31R1为100k滑阻，R2为100k固定电阻，输出电压ADCREFIN的范围为1.2242.448V，本系统采用2.048V作为ADC参考输入电平。为确保ADC输入电平的稳定性，输出在旁路电容滤波后，用电感通直流阻交流，之后再次用及旁路电容实现滤波。在DSP的ADCREF引脚处同时放置及旁路电容，实现ADC参考输入电平的稳定性。小电容靠近输入引脚，快速充放电功能可以快速平和ADC参考输入电平的快速波动，大电容靠近

29、小电容，在小电容由于存储电荷不足无法平和电平波动时，由大电容提供进一步缓冲，之后再由电源芯片提供驱动，来保证ADC参考输入电平的稳定性。4.3 信号调理1 图 10信号调理1该模块采用OPA363芯片设计二阶有源低通滤波器。DSPPWMOUT为DSP PWM引脚输出矩形信号，SINOUT为低通后得到的正弦信号。系统函数：公式 32转折频率为：增益：Q值：输出阻抗：TMS320F2808输出占空比变化的PWM信号，经过26.5kHz低通滤波器输出0-3V扫频信号。4.4 信号调理2 图 11信号调理2该模块采用OPA363芯片设计二阶有源低通滤波器。SIININ为经过待测网络之后的信号，DSPA

30、DCIN为经过调理之后的信号，连接DSP ADC信号输入引脚。系统函数：公式 33转折频率为：增益：Q值：输入阻抗：经过待测网络的信号经过26.5kHz低通滤波器之后输入TMS320F2808的ADCINA0引脚进行AD采样处理。4.5 SCI通信电路图 12 SCI通信电路该模块采用TMS320F2808的SCI模块，通过9芯标准RS-232口与PC机进行串行通讯，最高传输速率6.25Mb/s。SCITXD连接DSP输出数据引脚，SCIRXD连接DSP输入数据引脚。4.6 带阻网络模块带阻网络采用Sallen_Key 电路结构，并采用OPA363有源运放，设计二阶有源带阻网络。结构如下：图

31、13带阻网络BEin为带阻(Band Elimination)网络输入引脚，接信号调理1电路SINOUT引脚，BEout为带阻网络输出引脚，接信号调理2电路SININ引脚。系统函数：公式 34陷波中心频率：中心频率衰减：增益：Q值：4.7 实际制作电路板图示图 14实际制作电路板图 14所示为实际制作完成的电路板，上面比较大的电路板为扫频仪电路板，包括一块TMS320F2808芯片，一块MAX232芯片，一块TPS70351稳压芯片，一块TPS70302稳压芯片，一个20MHz的晶振，两个OPA363芯片构成的两个低通滤波器及一个9针母头串口接口和一个14针JTAG烧写口；下面比较小的电路板为

32、带阻网络电路板，包括一块TPS70302稳压芯片及一块OPA363芯片构成的带阻滤波器。5 系统软件设计本章主要介绍DSP及PC机上的软件设计，描述系统的具体工作流程及各模块的参数设置。5.1 总体框图工程分为两部分，一部分是DSP，另一部分是PC程序。DSP系统中的设计用到三大模块，PWM发送波形，ADC采样，SCI数据传输；PC端程序控制DSP开始和停止扫频，及对DSP扫频数据的处理显示。 图 15系统总体框图5.2 初始化DSP的初始化模块负责F2808各模块的初始化，包括系统初始化，GPIO初始化，PWM模块，SCI模块，ADC模块的初始化等。系统初始化使用20M外部晶振提供时钟信号，

33、采用PLL使能模式将CPU时钟配置为100MHz，禁止WatchDog, 使能PWM,ADC,SCI时钟。并配置了高速外设时钟和低速外设时钟的预定标器，其中高速外设时钟的预定标器设置成除以2模式，低速外设时钟设置成除以4模式。GPIO初始化模块中，所用的I/O口根据系统的功能要求和连接将其配置为外设功能，其中GPIO28, GPIO29配置为SCI发送和接收，GPIO0和GPIO1配置为EPWM1A，EPWM1B。PIE模块初始化包括中断控制寄存器和中断向量表的初始化。PWM工作时钟为系统时钟100M，脉冲宽度8us，正弦信号的幅值03V。AD采样时钟是系统时钟256分频后得到，390KHz，

34、12bit采样，采样范围03V。SCI帧格式设置为1个停止位，8位数据位，无奇偶校验位。波特率115200，使能FIFO； 5.3 中断F2808的中断系统分为三个级别，即外设中断，PIE中断，CPU中断。PIE中断是对中断系统的扩展，将96个外设中断分成12组，每组8个，复用一个CPU中断，从而映射到12个可用CPU中断上。要使能特定外设中断，需要使能本身模块的中断，PIE级的中断，以及全局的CPU中断。PWM中断：PWM模块的配置触发硬件电路产生正弦波形，利用中断来改变设置，实现不同频率波形的产生，从20Hz到20KHz，控制单个频率的扫频周期，并及时将AD采样结果通过SCI串口传输给PC

35、；AD中断：对接收到的数据进行采样，触发AD中断，将采样数据处理，取得单个频点的峰峰值，放入缓存；SCI接收中断：实现PC对DSP的控制，包括开始扫频，扫频周期，停止等。5.4 控制调度5.4.1 全局流程图图 16全局流程图DSP系统及各模块初始化完成，使能SCI接收中断，等待PC上位机发出控制指令。PC发出开始扫频命令，SCI接收到后使能PWM中断和AD中断（先前不使能），并初始化一系列变量，数组，为扫频做准备。扫频过程中，若PC发出停止命令，禁止PWM中断和AD中断，停止扫频。扫频开始后，进入中断等待状态。PWM中断控制硬件电路发送20-20KHz的变频正弦信号，AD采样每个频点的数据，

36、用比较法求出最大值和最小值，在PWM中断函数中，每发完一个频点的波形，就将AD比较出的最值相减，计算出峰峰值，放入SCI的发送BUFF，通过串口发送给PC。PC接收到数据后，对数据进行存储，并显示。5.4.2 DSP各模块运作流程5.4.2.1 PWM模块流程图 17 PWM模块流程图初始化完成并收到开始扫频信号后，PWM模块开始工作当PWM的计数器到达CMPA寄存器的值，进入中断。将下一次的CMPA的值写入寄存器。对已发送脉冲进行计数。当前频点除以PWM脉冲速率即得上界值。当计数达到上界值时，表示当前频点已扫描完成。将AD求得的峰峰值通过SCI发送到PC上，并将计数变量清零，计算新的频点的上

37、界值。频点从20到20KHz，步进1Hz，当频点到达20K时，一次完整扫频结束，禁止PWM和AD中断，不再发送扫频信号，等待PC机的命令。当PC再次发出扫频命令后，开始新一轮的扫频。SC通信波特率是115200，一个频点的峰峰值用16bit表示，则7KHZ以上频率的信号会出现数据覆盖现象，要通过增加发送周期来延时。5.4.2.2 ADC和SCI模块流程图 18 ADC模块流程图图 19 SCI模块流程图初始化后SCI接收中断使能，等待PC发出控制命令。接收到命令后进入中断。判断是命令类型，执行相应操作。SCI接收到开始命令会使能AD中断，AD采样数据得以处理。SCI接收到停止命令会禁止AD中断

38、。5.4.3 PC机上串口通信的软件设计5.4.3.1 简介实现微机和DSP之间的数据交换，可以利用功能强大的VC+6.0开发环境及Active X控件来实现串行通信。应用VC+开发串行通信目前通常有如下两种方法：一是利用Windows API通信函数；二是使用Microsoft Visual C+的通信控件（MSComm）；第一种使用面较广，但由于比较复杂，专业化程度较高，使用较困难；第二种方法较简单，只需要对串口进行简单配置，当接收到数据后就会触发接收事件。发送数据通过内置函数实现。本设计采用第二种方案，用MSComm控件实现串口通讯。串口的数据帧格式统一采用1个停止位，8位数据位，无奇偶

39、校验位的格式，波特率115200。5.4.3.2 设计思路PC上对DSP的控制有“开始扫频”，“停止扫频”。这种控制通过发送约定的数据到DSP上即可完成。对于DSP发送过来的数据，每收到两帧(16bit数据，一个完整峰峰值）触发接收事件，将接收到的数据放入缓存。要测量带阻网络的特性，先要对信道进行训练，所以设置了训练功能。在不接入带阻网络时扫描信道，记录下信道数据，为测量带阻网络做准备。测量带阻网络特性时，将记录下的数据除以信道的数据，然后画出幅频特性图。支持对信道和网络多次扫频，对数据进行加权平均，完善测量，减小误差。5.5 Iqmath库5.5.1 Iqmath简介Iqmath库可以用来在

40、定点数字信号处理器上实现精确的浮点运算，使用这些库函数可以方便用户采用C/C+编写浮点处理程序，对于要求高实时和高精度的系统尤其有用。Iqmath主要由4部分组成：Iqmath头文件IQmath.h，Iqmath包含所有库函数和数据表的目标库文件IQmath.lib，链接文件IQmath.cmd，Iqmath调试的GEL文件IQmath.gel。5.5.2 Iqmath原理对字长为32位的DSP芯片而言，它处理的就是32位字长的一个数值，如何区分整数和小数由程序决定，程序必须确定一个数的小数点处于16位中的哪一位，这就是数的定标。通过设定小数点的不同位置，32位字长的数值就可以表示不同大小和不

41、同精度的小数。Iqmath库函数的运算就是建立在这种定标基础上，通过设定用于标定小数点位置的Q值，就可以将所有的数据的算术运算转化为定点算术运算，从而大大提高运算速度。如设定GLOBAL_Q值为15，及IQ15格式，则所有的int、float等其他类型的数据在用Iqmath库表示时都回自动乘以215已转化成long型数据存储，调用Iqmath库函数即可实现IQ格式的数据进行定点算术运算。在需要的时候，可以通过移位将IQ格式的数据转化成int、float等类型数据。6 测试结果本章主要介绍系统的测量过程及测试结果，并对测试结果进行分析。系统测试包括对系统关键点的测试及系统实际工作的测试。6.1

42、测试场景实际测试场景如下图所示：图 20测试场景图示如图 20所示为系统测试场景，仪器包括：1. 一台760Zi型号的4通道示波器，负责对系统关键点信号进行测量。2. 一台XJ-1731L5A型号的电源，负责为扫频仪及带阻网络提供5V供电。3. 一台PC机，负责通过XDS560型号的烧写器向DSP烧写代码，并在测试过程中通过9针串口向DSP发出控制指令同时接收ADC处理之后的数据，保存数据并在显示器上显示系统幅频特性曲线。6.2 关键点测试PWM波形及滤波后得出的正弦波：图 21 PWM波形及滤波后正弦波形如图21所示为PWM脉冲信号，及滤波后得到的正弦信号。脉冲最大宽度为8us，通过占空比的

43、变化及滤波作用产生频率可调的正弦信号。带阻网络输入波形及输出波形：图 22 带阻网络输入输出2kHz左右信号图 23带阻网络输入输出10kHz左右信号图 24带阻网络输入输出20kHz左右信号如图22，23，24所示为带阻网络输入输出2kHz、10kHz、20kHz左右扫频信号，可以看到，在2kHz及20kHz左右，带阻网络衰减较小，在10kHz左右，带阻网络衰减较大，与设计的带阻网络的幅频特性相符。同时由于PWM脉冲信号频率为125kHz，随着频率的增加，采样点数降低，波形与标准正弦波形误差变大，与正弦逼近算法中的分析保持一致。6.3 系统实测6.3.1 测试流程本系统采用先训练，后测量的方

44、式对待测网络进行测量。测量流程：1. 不接待测网络，系统自环连接，对系统进行训练校准。2. 多次训练求均值，提高训练精度。3. 连接待测网络，对待测网络进行测量。4. 多次测量求均值，提高网络测量精度。5. 比较训练结果及网络测量结果，得出待测网络幅频特性，作为最终测试结果并显示。6.3.2 训练结果在未接带阻网络时，系统主要由DSP和两个26.5kHz低通滤波器组成。由滤波器系统函数公式32及公式33可得，理论训练测试仿真结果如图所示：图 25两个低通滤波器理论幅频特性实际测量中得到的系统训练结果如下图所示：图 26实测训练幅频特性（5次扫频）可以看到训练的结果与理论相吻合。6.3.3 测试

45、结果及分析在接上带阻网络时，综合训练结果。系统对该网络进行幅频特性测量。测试中所使用的带阻网络，由公式34可得理想幅频特性仿真结果为：图 27带阻网络理想幅频特性在测试前对该网络幅频特性进行实测，利用信号发生器提供峰峰值为3V的各频点信号，输入给带阻网络，使用示波器对该网络进行3次测量求平均值，并利用origin画图如下：图 28示波器实测带阻网络幅频特性本系统对该带阻网络进行实测结果：图 29本系统实测带阻网络幅频特性（1次测量）图 30本系统实测带阻网络幅频特性（5次测量）从图27、图28可以看到，系统理想陷波中心频率为8.8kHz，而实测结果为10.9kHz。误差来源为OPA363芯片实际放大值不可能达到无穷大，且高阻输入端不可能无驱动电流输入。外围电路中，电阻、电容的微小波动等都会导致实测值与理论值的偏差，故而应以实测为准。同时由图29，图30可以看到利用示波器实测及利用本系统进行实测得到的中心频率