多用途小功率开关电源设计 毕业设计.doc

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1、目录1 绪论21.1 引言21.2开关电源市场情况21.3 开关电源的技术性能31.4 设计的指标52 开关电源电路的工作原理62.1 开关电源的电路组成62.2 输入电路的原理及常见电路62.3 功率变换电路72.4 输出整流滤波电路92.5 稳压环路原理102.6 短路保护电路112.7 输出端限流保护143 基于TL494开关电源的实现153.1 芯片选择153.2 整个控制电路的设计183.3 整个系统框图274 可靠性分析284.1 影响开关电源可靠性的因素284.2 可靠性设计的原则304.3 可靠性设计314.4 电源的热设计325 总结34参考文献351 绪论1.1 引言随着电

2、力电子技术的告诉发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上

3、，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。1.2 开关电源市场情况据FrostSaullivan公司的资料显示，1999年，全球开关电源市场的规模从1992年的84亿美元猛增至166亿美元，平均年增长率为10。这是由于作为电源和开关电源最主要用户

4、的计算机及其外转设备市场的不断发展，以通讯通信业的异军突起，促进了开关电源市场的日益增长，使全球开关电源市场呈现出十分美好的前景。 目前，在计算机、电子仪器仪表和通信设备中应用得最多的开关电源，有ACDC、DCDC两种。到2000年，ACDC产品所占的市场份额，将从1992年的80%减少为76%，而DCDC产品所占的市场份额，将从1992年的20增长为24de。开关电源除了主要应用在计算机、仪器仪表和通信领域之外，还普遍应用在通用工业和消费电子产品领域。 开关电源产品的主要特点是体积小、重量轻、效率高，正在向着模块化、扩大输出电压范围、提高输人端功率因数、抗电磁干扰性强以及附加备用电池的方向发

5、展。在开关电源领域，正在开展一系列的技术革新，例如功率系数的校正、相位调制、高频电源、零电压和零电流转换以及单片式转换调节器等，所有这些改进，都使开关电源的性能和效率大为提高，使其应用范围大大拓宽，尤其在新兴的通信领域大有用武之地。1998年上半年，世界上生产开关电源的厂商已达600多家。虽然开关电源的厂商不少，但是由于业内的竞争异常激烈，目前还没有哪一家厂商能独家垄断市场。 日本和美国的电子工业和通信业很发达，因此对开关电源的需求量非常大。日本约占全球市场的50%；美国约占29%；欧洲约占11；亚洲（除日本以外）约占5。虽然亚洲目前在全球开关电源市场上所占比例尚小，但是，据FrostSull

6、ivan公司预测，到2000年，由于亚洲通信业的高速发展，对开关电源的需求也将与日俱增，其需求量在全球市场上的比例将翻一番，上升至10，并且这个比例还将在对世纪初期继续增长，从而成为世界上最有发展潜力的开关电源市场之一。1.3 开关电源的技术性能开关电源产品的技术发展动向是高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化。小型、薄型、轻运化。由于电源轻、小、薄的关键是高频化，因此国外目前都在致力于同步开发新型高智能元器件，特别是改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，并同时采用SMT技术在电路板两面布置元件以确保开关电源的轻、小、薄。高效率：为了使开关电源较、小、薄，高频化（开关频率达兆赫级）是必

7、然发展趋势。而高频化又必然使传统的PWM开关（属硬开关）功耗加大，效率降低，噪声也提高了，达不到高频、高效的预期效益，因此实现零电压导通、本电流关断的软开关技术将成为开关电源产品未来的主流。采用软开关技术可使效率达到8588%。据悉，美国WICOR开关电源公司设计制造了多种ECZ较开关DCDC变换器，其最大输出功率有800W、600W、300W等，相应的功率密度为6.2、10、17wcm3，效率为8090%；日本NemicLambda公司刚推出一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列（日本人称这种技术为“部分谐振”），开关频率为200300kHz，功率密度为27Wcm3，用同步整流器（即用

8、MOSFER代替肖特基二级管）使整个电路效率提高到90%。 高可靠：开关电源比连续工作电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。追求寿命的延长要从设计方面着眼，而不是从使用方面着想。美国一公司通过降低给温、减少器件的电应力、降低运行电流等措施使其DCDC开关电源系列产品的可靠性大大提高，产品的MTBF高达100万小时以上。 模块化：无论是ACDC或是DCDC或是变换器都是朝模块化方向发展。其特点是：可以用模块电源组成分布式电源系统；可以设计成N1冗余电源系统，从而提高可行性；可以做成插入式，实现热更换，从而在运行中出现故

9、障时能高速更换模块插件；多台模并联可实现大功率电源系统。此外，还可以在电源系统建成后，根据发展需要不断扩充容量。 低噪声：开关电源的又一缺点是噪声大，单纯追求高频化，噪声也随之增大，采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以高频化，又可以低噪声。但谐振转换技术也有其难点，如很难准确地控制开关频率、谐振时增大了器件负荷、场效应管的寄生电容易引起短路损耗、元件热应力转向开关管等问题难以解决。日本把变压器设计成初次级分离阻燃密封，自身具备对体噪声功能的共模无噪声隔离变压器，既节省了噪声滤波器，又减少了噪声。 抗电磁干扰（EMI）：当开关电源在高频下开关时，其噪声通过电源线产生对其它电子设备的干扰，世界

10、各国已有抗EMI的规范或标准，如美国的FCC、德国的VDE等，研究开发抗EMI的开关电源日益显行生要。 电源系统的管理和控制：应用微处理器或微机集中控制与管理，可以及时反映开关电源环境的各种变化，中内处理单元实现智能控制，可自动诊断故障、减少维护工作量，确保正常运行。 计算机辅助计（CAD）：利用计算机对开关电源系统、稳定性分析、电路仿真、印刷电路板、热传导分析、EMI分析以及可靠性等进行CAD设计和模拟试验，十分有效，是最为快速经济的设计方法。 产品更新加快：目前的开关电源产品要求输入电压通用（适用世界各国电网电压规模）、输出电压范围扩大（如计算机和工作站需要增加3.3V这一档电压、程控需要

11、增加DC150V这一电压）、输人端功率因数进一步提高（最有效的方法是加一级“有源功率因数校正器APFC”），并具有安全、过压保护等功能。1.4 设计的指标1） 交流输入电压AC220V 20 ；2） 直流输出电压416V可调；3） 输出电流040A；4） 输出电压调整率 1 ；5） 纹波电压Up 50mV；2 开关电源电路的工作原理2.1 开关电源的电路组成开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下：

12、图2.1开关电源的电路组成方框图图2.2 输入整流、滤波电路2.2 输入电路的原理及常见电路2.2.1 AC输入整流滤波电路原理 防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1

13、（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。2.3 功率变换电路2.3.1 MOS管的工作原理目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制

14、漏极电流的大小。2.3.2 常见的原理图图2.3 功率转换电路2.3.3 工作原理R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断 。R1和Q1中的结电容CGS、CGD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R

15、1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。 Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量也就越多；当Q1截止时，变压器通过D1、D2、R5、R4、C3释放能量，同时也达到了磁场复位的目的，为变压器的下一次存储、传递能量做好了准备。IC根据输出电压和电流时刻调整着脚锯形波占空比的大小，从而稳定了整机的输出电流和电压。C4和R6为尖峰电压吸收回路。2.4 输出整流滤波电路2.4.1 正激式整流电路 图2.4.1 正激式整流电路T1为开关变压器，其初极和次极的相位同相。D1为整流二极管，D2为续流二极管，R

16、1、C1、R2、C2为削尖峰电路。L1为续流电感，C4、L2、C5组成型滤波器。图2.4.2 反激式整流电路2.4.2 反激式整流电路 T1为开关变压器，其初极和次极的相位相反。D1为整流二极管，R1、C1为削尖峰电路。L1为续流电感，R2为假负载，C4、L2、C5组成型滤波器。2.5 稳压环路原理2.5.1 反馈电路原理图 图2.5.1 电压反馈环路原理图2.5.2 工作原理 当输出U0升高，经取样电阻R7、R8、R10、VR1分压后，U1脚电压升高，当其超过U1脚基准电压后U1脚输出高电平，使Q1导通，光耦OT1发光二极管发光，光电三极管导通，UC3842脚电位相应变低，从而改变U1脚输出

17、占空比减小，U0降低。 当输出U0降低时，U1脚电压降低，当其低过U1脚基准电压后U1脚输出低电平，Q1不导通，光耦OT1发光二极管不发光，光电三极管不导通，UC3842脚电位升高，从而改变U1脚输出占空比增大，U0降低。周而复始，从而使输出电压保持稳定。调节VR1可改变输出电压值。反馈环路是影响开关电源稳定性的重要电路。如反馈电阻电容错、漏、虚焊等，会产生自激振荡，故障现象为：波形异常，空、满载振荡，输出电压不稳定等。2.6 短路保护电路1、在输出端短路的情况下，PWM控制电路能够把输出电流限制在一个安全范围内，它可以用多种方法来实现限流电路，当功率限流在短路时不起作用时，只有另增设一部分电

18、路。 2、短路保护电路通常有两种，下图是小功率短路保护电路，其原理简述如下：图2.6.1 小功率短路保护电路当输出电路短路，输出电压消失，光耦OT1不导通，UC3842脚电压上升至5V左右，R1与R2的分压超过TL431基准，使之导通，UC3842脚VCC电位被拉低，IC停止工作。UC3842停止工作后脚电位消失，TL431不导通UC3842脚电位上升，UC3842重新启动，周而复始。当短路现象消失后，电路可以自动恢复成正常工作状态。 3、下图是中功率短路保护电路，其原理简述如下： 图2.6.2 中功率短路保护电路当输出短路，UC3842脚电压上升,U1 脚电位高于脚时，比较器翻转脚输出高电位

19、，给C1充电，当C1两端电压超过脚基准电压时U1脚输出低电位，UC3842脚低于1V，UCC3842停止工作，输出电压为0V，周而复始，当短路消失后电路正常工作。R2、C1是充放电时间常数，阻值不对时短路保护不起作用。图2.6.3 限流、短路保护电路4、 上图是常见的限流、短路保护电路。其工作原理简述如下： 当输出电路短路或过流，变压器原边电流增大，R3两端电压降增大，脚电压升高，UC3842脚输出占空比逐渐增大，脚电压超过1V，UC3842关闭无输出。 5、下图是用电流互感器取样电流的保护电路，图2.6.4 互感器取样保护电路有着功耗小，但成本高和电路较为复杂，其工作原理简述如下：输出电路短

20、路或电流过大，TR1次级线圈感应的电压就越高，当TL494脚超过1伏，UC3842停止工作，周而复始，当短路或过载消失，电路自行恢复。图2.7 输出端限流保护2.7 输出端限流保护 上图是常见的输出端限流保护电路，其工作原理简述如上图：当输出电流过大时，RS（锰铜丝）两端电压上升，U1脚电压高于脚基准电压，U1脚输出高电压，Q1导通，光耦发生光电效应，UC3842脚电压降低，输出电压降低，从而达到输出过载限流的目的。3 基于TL494开关电源的实现3.1 芯片选择此次设计中采用的TL494电源管理芯片，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。TL494有SO-16和PDIP-16两种

21、封装形式，以适应不同场合的要求。其主要特性如下： 主要特征：1、集成了全部的脉宽调制电路。2、片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个（一个电阻和一个电容）。3、内置误差放大器。4、内止5V参考基准电压源。5、可调整死区时间。6、内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。7、推或拉两种输出方式。工作原理简述：TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如下：输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选

22、通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。参见图2。控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在03.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。图3.1 TL494的控制波形脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电压从0.5V变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导

23、通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到（Vcc-2.0）的共模输入范围，这可能从电源的输出电压和电流察觉得到。误差放大器的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进行“或”运算，正是这种电路结构，放大器只需最小的输出即可支配控制回路。 图3.2 TL494的内部结构当比较器CT放电，一个正脉冲出现在死区比较器的输出端，受脉冲约束的双稳触发器进行计时，同时停止输出管Q1和Q2的工作。若输出控制端连接到参考电压源，那么调制脉冲交替输出至两个输出晶体管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。如果工作于单端状态，且最大占空比小于50%时，输出驱动信号分别从晶体管Q1或Q2取得。输出

24、变压器一个反馈绕组及二极管提供反馈电压。在单端工作模式下，当需要更高的驱动电流输出，亦可将Q1和Q2并联使用，这时，需将输出模式控制脚接地以关闭双稳触发器。这种状态下，输出的脉冲频率将等于振荡器的频率。TL494内置一个5.0V的基准电压源，使用外置偏置电路时，可提供高达10mA的负载电流，在典型的070温度范围50mV温漂条件下，该基准电压源能提供5%的精确度。表3.1名称代号极限值单位工作电压Vcc42V集电极输出电压Vc1,Vc242V集电极输出电流Ic1,Ic2500mA放大器输入电压范围VIR-0.3V+42V功耗PD1000mW热阻RJA80/W工作结温TJ125工作环境温度TL4

25、94BTL494CTL494INCV494BTA-40+1250+70-40+85-40+125额定环境温度TA40图3.3 TL494的应用电路TL494脉宽调制控制电路3.2 整个控制电路的设计 该电源的原理框图如下图所示 EMI滤波电路整流滤波电路半桥式变换器输出整流滤波电路反馈电路控制电路辅助电路图3.2 主体电路220交流电压经过EMI滤波及整流滤波后，得到约300V的直流电压加到半桥变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动功率MOS管，通过功率变压器的耦合和隔离作用在次级得到准方波电压，经整流滤 波反馈控制后可得到稳定的直流输出电压。3.2.1 交流EMI滤波及整流滤波电路

26、交流EMI滤波及整流滤波电路如图所示。图3.2.1 交流EMI滤波及整流滤波电路电子设备的电源线是电磁干扰（EMI）出入电子设备的一个重要途径， 在设备电源线入口处安装电网滤波器可以有效地切断这条电磁干扰传播 途径，本电源滤波器由带有IEC插头电网滤波器和PCB电源滤波器组成。 IE插头电网滤波器主要是阻止来自电网的干扰进入电源机箱。PCB电源 滤波器主要是抑制功率开关转换时产生的高频噪声。 交流输入220V时，整流采用桥式整流电路。如果将JTI跳线短连时， 则适用于110V交流输入电压。由于输入电压高，电容器容量大， 因此在 接通电网瞬间会产生很大的浪涌冲击电流，一般浪涌电流值为稳态电流 的

27、数十倍。这可能造成整流桥和输入保险丝的损坏，也可能造成高频变压器磁芯饱和损坏功率器件，造成高压电解电容使用寿命降低等。所以在整 流桥前加入由电R1和继电器K1组成的输入软启动电路。3.2.2 半桥式功率变换器该电源采用半桥式变换电路，如图 所示，其工作频率50kHz， 在初级一侧的主要部分是Q4和 Q5功率管及C34和C35电容器。Q4和 Q5交替导通、截止，在高频变压器初级绕N1两端产生一幅值为U1/2的正负 方波脉冲电压。能量通过变压器传递到输出端，Q4和 Q5采 用IRFP460功率MOS管。3.2.3 功率变压器的设计 1）工作频率的设定 工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。

28、工作频率高，输 出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加 大。因此根据元器件及性价比等因素，将电源工作频率进行优化设计，本设计为fs=50kHz。 T=1/fs=1/50kHz=20 s 2） 磁芯选用 选取磁芯材料和磁芯结构 选用R2KB铁氧体材料制成的EE型铁氧体磁芯。 其具有品种多，引线空间大，接线操作方便，价格便宜等优点。 确定工作磁感应强度Bm R2KB软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度Bs=0.47T，考虑到高温时Bs会下 降，同时为防合闸瞬间高频变压器饱和选定Bm=1/3Bs=0.15T。 计算并确定磁芯型号 磁芯的何截面积S和磁芯的窗口面积Q与 输 出 功

29、率 Po存 在 一 定 的函数关系。对于半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时为式中： 效率 ； j 电流密度，一般取300 500A/cm2； Kc 磁芯的填充系数，对于铁氧体Kc=1； Ku 铜的填充系数，Ku与导线线径及绕制的工艺及绕组数 量等有关，一般为0.1 0.5左右。 由厂家手册知，EE55磁芯的S=3.54cm2,Q= 3.1042 cm2,则 SQ=10.9 cm4， EE55磁芯的SQ值大于计算值，选定该磁芯。 3)计算原副边绕组匝数 按输入电压最低及输出满载的情况（此时占空比最大）来计算原副边绕组匝数 ，已知Umin=176V经整滤波后直流输入电压Udmin=1.2 176=

30、211.2V。 对于半桥电路、功率变压器初级绕组上施加的压等于输入电压的一半, 即Upmin=Udmin/2=105.6V，设最大占定比Dmax=0.9， 次级匝数计时取输出电压最大值Uomax=16V 次级电路采用波整流。Us为 次级绕组上的感应电压，Uo为输出电压Uf为整流二极管压降，取1V。Uz为 滤波电感等线路压降，取0.3V， 4） 选定导线线径 在选用绕组的导线，要考虑导线的集肤效应，一般要求导线线径小于两倍穿 透深度 。 变压器工作频率50kHz，在此频率下铜导线的穿透深度为=0.2956mm， 因此绕组线径必须是直径小于0.59mm的铜线 。另外考虑到铜线电流密度一般取36A/

31、mm2，故这里选0.56mm的漆包线8股并联绕制初级共10匝 ，次级选用厚0.15mm扁铜带绕制2匝 。3.2.4 辅助电源的设计 辅助电源采用RCC变换器（Ringing Choke Converter），见图3。其输入 电压为交流220V整流滤波电压，输出直流电压为12.5V，输出直流电流为0.5A。电路中Q8和变压器初级绕组线圈N1与反馈绕组线圈N3构成自激振荡 。R72为启动电阻。Q9、R77构成辅助电源初级过流保护 。D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76构成电压检测与稳压电路，控制Q8的基极电流的直流分量 ，从而保持输出电压恒定，变压器采用EE19、LP3材质构成。初级18

32、0匝，反 馈绕组5.5匝，次级11匝，初级电感量是2.6mH，磁芯中间留有间隙0.4mm。图3.2.2 RCC辅助电源3.2.5 驱动电路 驱动电路如图4所示。TL494输出50kHz的脉冲信号，通过高频脉冲变压器耦合去驱动功率MOS管。次级脉冲电压为正时，MOS管导通，在此期间Q7截止，由其构成的泄放电路不工作。当次级脉冲电压为零时，则Q导通，快速泄放MOS管栅级电荷，加速MOS管截止。R70是用于抑制驱动脉冲的尖峰 ，R68、D15、R67可以加速驱动并防止驱动脉冲产生振荡。D17和与它相连的脉冲变压器绕组共同构成去磁电路。图3.2.3 驱动电路3.2.6 PWM控制电路控制电路采用通用脉

33、宽调制器TL494，具有通用性和成本低等优点，TL494芯片的资料已经在上面介绍了，V2、RV1、R41进行分压采样，经R5阻抗匹配后送到TL494脚1。根据系统的设计要求，将R41，RV1，R41的值设置好，因为RV1设置在面板上，从而可以通过对RV1的调节可以实现对整个系统的调节电压实行调节，实现了输出的可调。R103和C14将输出电感L1前信号采样，经R5送到TL494脚1，用于提高电源稳定度。图3.2.4 PWM控制电路3.2.7 过流保护电路为增强电源可靠性，此电源采用初、次级两级过流保护。初级采用电流互感器CT1检测初级变压器电流，检测出的电流信号经R60转为电压信号后，再经 D2

34、 D4，C9整流滤波后，经过电器RV3分压，反相器N3反相后加在Q1管基极。当初级电流超过正常时，反相器反转，Q1管导通，将VREF=5V的高 电平加在TL494脚 4上（脚为TL494区控制脚、高电平关断），TL494关断 。 输出直流总线上过流保护，采用R45 R56电阻做为采样电阻，当输出电流增加时脚15电平变低，当输出电流大于40A的105时，TL494的内部运放动作，脚3电平升高，限制输出脉宽增加，电源处于限流状态 。3.2.8 EMI的抑制负载电流越大，续流结束时流经整流二极管的电流也越大，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。采用多个整流二极管并联来分担负载电流，可

35、以降低短路尖峰电流的影响。开关电源必须屏蔽，采用模块式全密封结构，建议用1mm以上厚度的镀锌钢板，屏蔽层必须良好接地。在高频脉冲变压器初、次级之间加一屏蔽层并接地，可以抑制干扰的电场耦合。将高频脉冲变压器、输出滤波电感等磁性元件加上屏蔽罩，可以将磁力线限制在磁阻小的屏蔽体内。根据以上设计思路，对辐射干扰超过标准限值20dB左右的某开关电源，采用了一些在实验室容易实现的措施，进行了如下的改进：在所有整流二极管两端并470pF电容；在开关管G极的输入端并50pF电容，与原有的39电阻形成一RC低通滤波器；在各输出滤波电容（电解电容）上并一0.01F电容；在整流二极管管脚上套一小磁珠；改善屏蔽体的接

36、地。经过上述改进后，该电源就可以通过辐射干扰测试的限值要求。3.3 整个系统框图 图3.3 4 可靠性分析开关电源是各种系统的核心部分。开关电源的需求越来越大，同时对可靠性提出了越来越高的要求。涉及系统可靠性的因素很多。目前，人们认识上的主要误区是把可靠性完全（或基本上）归结于元器件的可靠性和制造装配的工艺,忽略了系统设计和环境温度对可靠性的决定性的作用。设计及元器件（元器件的选型，质量级别的确定，元器件的负荷率）的原因造成的故障，在开关电源故障原因中占80左右。减少这两方面造成的开关电源故障，具有重要的意义。总之，对系统的设计者而言，需要明确建立“可靠性”这个重要概念，把系统的可靠性作为重要

37、的技术指标，认真对待开关电源可靠性的设计工作，并采取足够的措施提高开关电源的可靠性，才能使系统和产品达到稳定、可靠的目标。在此就对开关电源的可靠性做一些分析。4.1 影响开关电源可靠性的因素4.1.1 环境温度对半导体的影响硅三极管以PD/PR=0.5使用负荷设计，则环温度对可靠性的影响，如表1所示。表1 由上表可知，当环境温度Ta从20增加到80时，失效率增加了30倍。4.1.2 环境温度对电容器的影响 以UD/UR=0.65使用负荷设计 则环境温度对可靠性的影响如表2所示。表2 从上表可知，当环境温度Ta从20增加到80时，失效率增加了14倍。4.1.3 环境温度对电阻器的影响以PD/PR

38、=0.5使用负荷设计，则环境温度对可靠性的影响如表所示。表3 从上表可知，当环境温度Ta从20增加到80时，失效率增加了4倍。4.1.4 负荷率对半导体的影响当环境温度为50时，PD/PR对失效率的影响如表所示。表4 由上表可知，当PD/PR=0.8时，失效率比0.2时增加了1000倍。4.1.5 负荷率对电阻的影响负荷率对电阻的影响如表所示。表5 从上表可以看出，当PD/PR=0.8时，失效率比PD/PR=0.2时增加了8倍。4.2 可靠性设计的原则我们可以从上面的分析中得出开关电源的可靠性设计原则：可靠性设计指标应包含定量的可靠性要求。 可靠性设计与器件的功能设计相结合，在满足器件性能指标

39、的基础上，尽量提高器件的可靠性水平。应针对器件的性能水平、可靠性水平、制造成本、研制周期等相应制约因素进行综合平衡设计。在可靠性设计中尽可能采用国、内外成熟的新技术、新结构、新工艺和新原理。对于关键性元器件，采用并联方式，保证此单元有足够的冗佘度。原则上要尽一切可能减少元器件使用数目。在同等体积下尽量采用高额度的元器件。选用高质量等级的元器件。原则上不选用电解电容。对电源进行合理的热设计，控制环境温度，不致温度过高，导致元器件失效率增加。尽量选用硅半导体器件，少用或不用锗半导体器件。应选择金属封装、陶瓷封装、玻璃封装的器件，禁止选用塑料封装的器件。4.3 可靠性设计4.3.1 负荷率的设计由于

40、负荷率对可靠性有重大影响，故可靠性设计重要的一个方面是负荷率的设计，跟据元器件的特性及实践经验，元器件的负荷率在下列数值时，电源系统的可靠性及成本是较优的。4.3.2 半导体元器件半导体元器件的电压降额应在0.6以下，电流降额系数应在0.5以下。半导体元器件除负荷率外还有容差设计，设计开关电源时，应适当放宽半导体元器件的参数允许变化范围，包括制造容差、温度漂移、时间漂移、辐射导致的漂移等。以保证半导体元器件的参数在一定范围内变化时，开关电源仍能正常工作。4.3.3 电容器电容器的负荷率（工作电压和额定电压之比）最好在0.5左右，一般不要超过0.8，并且尽量使用无极性电容器。而且，在高频应用的情

41、况下，电压降额幅度应进一步加大，对电解电容器更应如此。应特别注意，电容器有低压失效的问题，对于普通铝电解电容器和无极性电容的电压降额不低于0.3，但钽电容的电压降额应在0.3以下。电压降额不能太多，否则电容器的失效率将上升。4.3.4 电阻器、电位器电阻器、电位器的负荷率要小于0.5,此为电阻器设计的上限值；但是大量试验证明，当电阻器降额数低于0.1时，将得不到预期的效果，失效率有所增加，电阻降额系数以0.1为可靠性降额设计的下限值。总之，对各种元器件的负荷率只要有可能，一般应保持在0.3左右。最好不要超过0.5。这样的负荷率，对电源系统造成不可靠的机率是非常小的。4.4 电源的热设计恺关电源

42、内部过高的温升将会导致温度敏感的半导体器件、电解电容等元器件的失效。当温度超过一定值时，失效率呈指数规律增加。有统计资料表明，电子元器件温度每升高2，可靠性下降10%；温升50时的寿命只有温升25时的1/6。除了电应力之外，温度是影响开关电源可靠性的最重要的因素。高频开关电源有大功率发热器件，温度更是影响其可靠性的最重要的因素之一，完整的热设计包括两个方面：一 如何控制发热源的发热量；二 如何将热源产生的热量散出去。使开关电源的温升控制在允许的范围之内，以保证开关电源的可靠性。下面将从这两个方面论述。4.4.1 控制发热量的设计开关电源中主要的发热元器件为半导体开关管、功率二极管、高频变压器、

43、滤波电感等。不同器件有不同的控制发热量的方法。功率管是高频开关电源中发热量较大的器件之一，减小它的发热量，不仅可以提高功率管的可靠性，而且可以提高开关电源的可靠性，提高平均无故障时间（MTBF）。开关管的发热量是由损耗引起的，开关管的损耗由开关过程损耗和通态损耗两部分组成，减小通态损耗可以通过选用低通态电阻的开关管来减小通态损耗；开关过程损耗是由于栅电荷大小及开关时间引起的，减小开关过程损耗可以选择开关速度更快、恢复时间更短的器件来减少。但更为重要的是通过设计更优的控制方式和缓冲技术来减小损耗，如采用软开关技术，可以大大减小这种损耗。减小功率二极管的发热量，对交流整流及缓冲二极管，一般情况下不

44、会有更好的控制技术来减小损耗，可以通过选择高质量的二极管来减小损耗。对于变压器二次侧的整流可以选择效率更高的同步整流技术来减小损耗。对于高频磁性材料引起的损耗，要尽量避免趋肤效应，对于趋肤效应造成的影响，可采用多股细漆包线并绕的办法来解决。 4.4.2 开关电源的散热设计MOS管导通时有一定的压降，也即器件有一定的损耗，它将引起芯片的温升，但是器件的发热情况与其耐热能力和散热条件有关。由此，器件功耗有一定的容限。其值按热欧姆定律可表示为： PD=Tj-Tc/RT式中，Tj 是额定结温（Tj=150），Tc是壳温，RT是结到管壳间的稳态热阻，Tj代表器件的耐热能力，Tc和 RT代表器件的散热条件

45、，而PD就是器件的发热情况。它必须在器件的耐热能力和散热条件之间取得平衡。散热有三种基本方式：热传导、热辐射、热对流。根据散热的方式，可以选自然散热：加装散热器；或选择强制风冷：加装风扇。加装散热器主要利用热传导和热对流，即所有发热元器件均先固定在散热器上，热量通过传导方式传递给散热器，散热器上的热量再通过能流换热的方式由空气 带出机箱。实际的散热情况为三种传热方式的综合，可以用牛顿公式来统一表达： =KS，其中S为散热表面积，K为表面散热系数。表面散热系数通常由试验确定，在一般的工程流体力学中有数据可查。它把传热的三种形式全部统一起来了。 通过=KS，我们可以在计算出耗散功率以后，根据允许的温升来确定散热表面积S，并由此而确定所要选择的散热器。这种计算对于提高开关电源的可靠性、功率密度、性价比等都有重要意义。若采用强制风冷，加装风扇，则对整流模块来说，风扇的MTBF是所有元器件中最低的，一直都是制约整流模块提高MTBF的瓶颈，所以采取各种措施提高散热效率来延长风扇寿命具有重要的意义。5 总结开关电源知识是众多知识的集合，本文仅仅分析开关电源的几个关键模块，然后着重对开关电源的可靠性进行了一些分析，开关电源处理的功率系统，电压和电流是急剧变化的，这就给EMI的抑制带来了麻烦。还有整个系统参数的设定，既需要数据算法也需要一定的经验，