压控振荡器设计电气工程及自动化毕业设计论文.doc

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1、摘 要当控制电压由0.75V变到2V时，振荡频率变为4.77GHz，相位噪声变为 -135dB/Hz，降低了7dB。这是由两个方面的原因引起的，首先是由于LC振荡回路总的电容减小，振荡频率增加，这就减小了要维持振荡所需的负跨导，但因为两个NMOS晶体管提供的负跨导几乎不变，所以就使得稳定振荡幅度增加，相位噪声减小。另外一方面是源于此过程中积累型MOS电容的沟道寄生电阻会随着电压升高而变小，从而降低了损耗，降低了相位噪声.与采用反型MOS变容管设计的VCO比较，由于电子具有较高的迁移率，使得积累型MOS电容的沟道寄生电阻比反型MOS电容要低，即意味着积累型MOS电容具有较高的品质因数，导致了VC

2、O整体性能有所提高，特别是相位噪声有所减少。比较结果如表2.1所示。考虑到工艺和功耗等因素，采用积累型MOS电容有更大的优势。压控振荡器(VCO)的频率随着作用在其调谐端口的电压而改变，在锁相环内(PLL)，VCO为超外差接收机内部的频率转换提供稳定的本振(LO)信号。VCO还可用于发送链路，将基带信号上变频至射频(RF)以便通过电视广播传送。关键词：MOS变容管，压控振荡器，锁相环(PLL)目 录摘 要i目 录ii第1章 绪 论11.1 压控振荡器（VCO）的基本概念11.2 VCO的发展方向11.3 削减成本和开发新品11.4 高频应用器件新品迭出2第2章 MOS变容管的射频压控振荡器42

3、.1 MOS变容管42.2反型与积累型MOS变容管5第3章 采用硅双极型IC简化VCO设计103.1 设计参数及原理介绍103.1.1设计考虑103.1.2输出电平113.1.3输出谐波电平113.1.4调谐灵敏度113.1.5负载牵引123.1.6频率推移123.2 VCO相位噪声133.3 RF VCO集成解决方案19第4章 微带压控振荡器设计与仿真224.1 振荡器原理分析224.1.1.振荡条件224.1.2双端口负阻振荡器的输出功率234.2 微带压控振荡器电路设计分析244.2.1微带振荡器电路构成244.2.2微带振荡器电路仿真设计及步骤264.3 实验结果28第5章 结 论29

4、致 谢30参考文献31第1章 绪 论1.1 压控振荡器（VCO）的基本概念调节可变电阻或可变电容可以改变波形发生电路的振荡频率，一般是通过人的手来调节的。而在自动控制等场合往往要求能自动地调节振荡频率。常见的情况是给出一个控制电压（例如计算机通过接口电路输出的控制电压），要求波形发生电路的振荡频率与控制电压成正比。这种电路称为压控振荡器，又称为VCO或u-f转换电路。 1.2 VCO的发展方向通过晶体管的改进及振荡电路的开发，改善了小型化带来的谐振器Q值降低及低电耗引起的特性劣化。除小型化外，还要求高频化、宽带化、高输出等。随着移动电话的小信号系统高频电路的IC化，以往统一的无线电路（效率）结

5、构出现了每台机器间的差别，对VCO的要求多样化了。尤其是关于高频率化，对第4代移动电话及其它无线通信设备都是重要的开发课题。此外，今后由于半导体开发及材料/工艺开发，如何减少部件件数也是小型化的课题1.3 削减成本和开发新品许多公司都希望能够在不影响未来发展的情况下降低成本。频率控制器件制造商Ralston Electronics公司的市场总监Ronan Cohen指出，为了满足需求，它们已经调整了自己在大陆新建生产厂的产能。但他表示：“我们不想破坏我们已有的东西。” Costa Mesa公司的市场总监Mark Stoner则指出，Ecliptic公司去年通过“三班倒”生产将产能提高了30%，

6、而今年它们又恢复了单班八小时工作制。 不过，Ecliptic公司今年招聘了更多的销售人员，并增加了研发资金，还为其可编程振荡器生产线购买了一条高速编程装置。这套装置使得该公司可以在一天之内完成大容量定单的编程、标定、测试和卷带式包装。Ecliptic计划近期推出一系列高频正射极耦合逻辑(PECL)产品。 Sardonic公司的投资主要集中于其IT基础建设和电子商务机构。最近它们扩大了可编程振荡器生产线，引入了5 x 7mm封装技术，同时还在开发几种高频器件。 其它公司也在积极争取订单和发展新产品。Fox电子公司总裁E.L.Fox说：“我们加大了研发投资的力度，集中力量开发高ASP和高频产品。”

7、最近，该公司提高了其可编程振荡器的稳定性并扩大了工作温度范围。其JITO-2振荡器的频率稳定性为正负25ppm，温度范围为40到85；或频率稳定性为正负20ppm，温度范围为20到70。Fox公司还将其VCS系列压控晶体振荡器的频率范围扩展到40MHz77.76 MHz。同时该公司还计划推出5 x 7mm陶瓷封装甚高频振荡器，以及在今年晚些时候推出622MHz表面贴装振荡器。 Vector International公司也将重点放在了压控晶体振荡器、集成解决方案(如CD-700)和频率控制器件上面。该公司提供通信用3 x 5mm表面贴装压控晶体振荡器，当频率大于12兆赫兹时其相位抖动小于6 p

8、icoseconds。另外，它们还推出了用于通信领域的恒温控制晶体振荡器(OCXO)，其EX-380型产品采用小型、四引脚封装，可选择频率范围为10H20MHz。 1.4 高频应用器件新品迭出高频市场需要拥有更高的可靠性、更好的稳定性和更高ASP的产品。“困难在于如何实现在任一频率上稳定，以及如何在当前的尺寸、电压和参数内保持频率的稳定。”Corning Frequency Controls公司负责营销的副总裁Jim Evans认为，“一般而言，客户希望得到尺寸更小、功耗更低并且采用表面贴装的产品。” 目前生产的通信用压控晶体振荡器正在向高频率、小封装方向发展。Toyo com美国公司销售经理

9、Robert Schrage指出，针对CDMA手机推出的温度补偿晶体振荡器(TCXO)具有更好的相位噪声性能和更小的封装，而用于GSM手机、蓝牙设备和无线局域网的晶体振荡器也将变得更小。 Toyo com公司最近推出了4 x 2mm封装的TSX-19晶体产品，主要用于GSM手机和蓝牙设备。同时推出的还有用于CDMA手机的TCO-5826温度补偿晶体振荡器，尺寸为5 x 3.2mm，带有改进型极低相位噪声集成电路。该公司的TCO-2111型压控晶体振荡器的频率范围为70670MHz。而155.52MHz的TCO-2111采用了基本单元振荡器。Schrader表示，该振荡器比同类产品具有更好的相位

10、噪声性能。 Epson电子美国公司新推出用于千兆以太网和光纤信道的EG2101 LVPECL输出振荡器。该产品采用了高稳定性的石英声表面技术(SAW)从而得到更好的性能指标。 AVX公司为了开发用于手机与网络市场的温度补偿晶体振荡器，推出了K50系列标准振荡器的高频版本，其稳定性可达25ppm，用于同步光学网络和千兆以太网电路时频率可达到125MHz。该公司还计划进军压控晶体振荡器市场，预计其生产线将于今年第四季度。第2章 MOS变容管的射频压控振荡器2.1 MOS变容管将MOS晶体管的漏，源和衬底短接便可成为一个简单的MOS电容，其电容值随栅极与衬底之间的电压VBG变化而变化。在PMOS电容

11、中，反型载流子沟道在VBG大于阈值电压绝对值时建立，当VBG远远大于阈值电压绝对值时，PMOS电容工作在强反型区域。另一方面，在栅电压VG大于衬底电压VB时，PMOS电容工作在积累区，此时栅氧化层与半导体之间的界面电压为正且能使电子可以自由移动。这样，在反型区和积累区的PMOS电容值Cmos等于Cox（氧化层电容）。在强反型区和积累区之间还有三个工作区域：中反型区，弱反型区和耗尽区。这些工作区域中只有很少的移动载流子，使得Cmos电容值减小（比Cox小），此时的Cmos可以看成Cox和Cb与Ci的并联电容串联构成。Cb表示耗尽区域电容的闭环，而Ci与栅氧化层界面的空穴数量变化量相关。如果Cb（

12、Ci）占主导地位，PMOS器件工作在耗尽（中反型）区；如果两个电容都不占主导地位，PMOS器件工作在弱反型区。Cmos电容值随VBG变化的曲线如图2-1所示。图2-1 B=D=S的PMOS电容的调制特性曲线工作在强反型区的PMOS的沟道寄生电阻值可以由下式得出： (1-1)式中，W，L和kp分别是PMOS晶体管的宽度，长度和增益因子。值得注意的是，随着VBG接近阈值电压的绝对值，Rmos逐步增加，在VBG等于阈值电压绝对值时Rmos为无限大。这个公式基于了最简单的PMOS模型，事实上，随着空穴浓度的稳步减少，Rmos在整个中反型区会保持有限值。2.2反型与积累型MOS变容管通过上面的分析，我们

13、知道普通MOS变容管调谐特性是非单调的，目前有两种方法可以获得单调的调谐特性。一种方法是确保晶体管在VG变化范围大的情况下不进入积累区，这可通过将衬底与栅源结断开而与电路中的最高直流电压短接来完成（例如，电源电压Vdd）。图2-2是两个相同尺寸MOS电容的CmosVSG特性曲线的相互对比。图2-2 反型MOS电容的调制特性曲线很明显反型MOS电容的调谐范围要比普通MOS电容宽，前者只工作在强，中和弱反型区，而从不进入积累区。更好的方法是应用只工作在耗尽区和积累区的MOS器件，这样会带来更大的调谐范围并且有更低的寄生电阻，即意味着更高的品质因数，原因是其耗尽区和积累区的电子是多子载流子，比空穴的

14、迁移率高约三倍多。要得到一个积累型MOS电容，必须确保强反型区，中反型区和弱反型区被禁止，这就需要抑制任何空穴注入MOS的沟道。方法是将MOS器件中的漏源结的p+掺杂去掉，同时在原来漏源结的位置做n+掺杂的衬底接触，如图2-3所示。图2-3 积累型MOS电容剖面示意图这样就将n阱的寄生电阻减少到最小。积累型MOS电容和普通MOS电容的调谐曲线如图2-4所示。图2-4 积累型MOS电容的调制特性曲线可以看到积累型MOS电容良好的单调性。值得注意的是在设计积累型MOS电容的过程中没有引入任何附加工艺流程。设计与仿真结果图2-5 VCO的电路结构图所采用的VCO电路结构如图2-5所示。这是标准的对称

15、CMOS结构，两个变容管对称连接，减小了两端振荡时电位变化对变容管电容值的影响，提高了频谱纯度。为了保证匹配良好，电感要采用相同的双电感对称连接。此外，由于LC振荡回路由两个尺寸非常大的片内集成电感和两个同样有较大尺寸的积累型MOS变容管组成，较高的损耗使得品质因数不高，这就需要较大的负跨导来维持振荡持续进行；并且等效负跨导的绝对值必须比维持等幅振荡时所需要的跨导值大才能保证起振，所以两对耦合晶体管需要设置较大的宽长比，但大的宽长比同时带来较大的寄生效应，造成相位噪声和调谐范围受到影响，最终在底端用两个NMOS晶体管形成负电阻以补偿VCO的损耗。根据小信号模型分析，忽略各种寄生及高阶效应，可以

16、估算得到等效负电阻RG的绝对值大小为（设两个有源器件跨导分别为gM1，gM2）： (1-2)顶端的PMOS晶体管提供偏置电流，这种结构所需的电源电压很低。整个设计基于TSMC的0.35m锗硅射频工艺模型PDK，共有三层金属。其中，电感为平面螺旋八边形，由顶层金属绕制而成。选取电感值为0.6nH，那么在振荡频率选定的情况下可以确定总的电容大小。构成LC振荡回路里的电容成份有电感的寄生电容（很小），NMOS晶体管的漏衬底电容，栅漏电容，栅源电容和最重要的积累型MOS电容。在保证起振的情况下，为了获得更大的调谐范围，最后一项所占比例必须尽可能大。图2-6 VCO的调谐曲线最后采用的电源电压为1.5V

17、，功耗约为10mW。用Cadence平台下的SpectreRF进行仿真，得到的调谐曲线如图2-6所示。控制电压在02V变化时，振荡频率在3.594.77GHz间变化，中心频率为4.18GHz，调谐范围约为28。中心频率处的相位噪声曲线如图2-7所示，此时的控制电压为0.75V，对应偏移量600kHz的相位噪声为-128dB/Hz。图2-7 VCO的相位噪声曲线当控制电压由0.75V变到2V时，振荡频率变为4.77GHz，相位噪声变为 -135dB/Hz，降低了7dB。这是由两个方面的原因引起的，首先是由于LC振荡回路总的电容减小，振荡频率增加，这就减小了要维持振荡所需的负跨导，但因为两个NMO

18、S晶体管提供的负跨导几乎不变，所以就使得稳定振荡幅度增加，相位噪声减小。另外一方面是源于此过程中积累型MOS电容的沟道寄生电阻会随着电压升高而变小，从而降低了损耗，降低了相位噪声。与采用反型MOS变容管设计的VCO比较，由于电子具有较高的迁移率，使得积累型MOS电容的沟道寄生电阻比反型MOS电容要低，即意味着积累型MOS电容具有较高的品质因数，导致了VCO整体性能有所提高，特别是相位噪声有所减少。比较结果如表1所示。考虑到工艺和功耗等因素，采用积累型MOS电容有更大的优势。表2-1 两种MOS电容VCO的性能比较变容值频率范围（GHz）调谐范围相位噪声（600k）（dBc/Hz）积累型MOS3

19、.594.7728%-128反型MOS3.594.8129%-117第3章 采用硅双极型IC简化VCO设计3.1 设计参数及原理介绍压控振荡器(VCO)的频率随着作用在其调谐端口的电压而改变，在锁相环内(PLL)，VCO为超外差接收机内部的频率转换提供稳定的本振(LO)信号。VCO还可用于发送链路，将基带信号上变频至射频(RF)以便通过电视广播传送(图3-1)。 图3-1 典型的超外差接收机框图3.1.1设计考虑进行VCO设计时，必须考虑下列重要参数，其中最需要考虑的是VCO的相位噪声: 输出电平，用dBm表示(dB对应与1mW) 输出谐波电平，用dBc表示(dB对用于载波功率) 调谐灵敏度，

20、用Hz/V表示 振荡频率的负载牵引，用Hz p-p表示(对于给定的负载，电压驻波比(VSWR)旋转360) 频率推移，用Hz/V表示,在偏置电压改变的情况下 VCO 相位噪声,用dBc/Hz表示,在给定的频偏下 以下将分别讨论各参数的定义。 3.1.2输出电平在典型的超外差接收机中，由于VCO除了驱动混频器外，还要推动PLL频率合成器的射频预分频器，因此，通常需要一级缓冲放大，提供负载隔离、同时增大负载驱动能力。 3.1.3输出谐波电平输出谐波电平是用来衡量VCO输出能量中谐波所占比例，这些谐波电平通常小于-15dBc。振荡器内部有源器件的非线性自限幅是其产生根源。振荡器需要剩余增益弥补谐振损

21、耗，但过大的剩余增益将造成更强的限幅，产生的谐波成分也更多。因此，设计人员必须在降低谐波电平与保证振荡器起振所需过量增益之间折中考虑。 3.1.4调谐灵敏度调谐灵敏度是一个系统级的指标，是所需调谐频率范围与最大调谐电压之比，单位为Hz/V。调谐灵敏度反比于带载振荡器槽路的品质因子Q。调谐灵敏度越高，振荡器的品质因子Q应该越低。 另外一个重要且必须考虑的因素是在整个调谐频率范围内调谐灵敏度的变化。如果VCO的调谐灵敏度在调谐频带内有显著变化，PLL频率合成器的性能将受到影响。典型的PLL (锁相环路)中，增益最高的器件就是VCO，通常具有数十MHz/V的调谐灵敏度。如此之高的增益，会由于调谐端的

22、噪声而产生不希望的调制边带，因此设计人员应该尽量减小调谐端的噪声。 3.1.5负载牵引负载牵引用来度量自由振荡VCO对输出端负载变化的灵敏度。具体测试需要一个失配负载阻抗和长度可调的传输线。将VCO与失配阻抗连接起来，通过调节传输线长度使相位角改变360，测量频率变化的峰值范围。负载牵引定义为：在给定的负载电压驻波比(VSWR)、相位差变化360时频率移动的峰-峰值。式1描述了VSWR与负载阻抗失配的关系: ， (3-1)其中: VSWR = 电压驻波比0 = 负载反射系数: 入射波与反射波的电压比(在负载端)ZL = 负载阻抗Z0 = 传输线特征阻抗 采用缓冲放大器是减小VCO对负载变化敏感

23、度最常用的手段。 3.1.6频率推移频率推移是用来衡量自由振荡的VCO对其偏置电源电压改变的敏感程度。定义为在给定的范围内改变电源电压时，输出频率的变化量除以电压差所得到的商，单位为Hz/V。如果VCO的频率推移因子介于主调谐电压灵敏度的5%10%之间，就可以认为该VCO设计得好。MAX2620 是频率推移性能优异VCO的典型代表，其调谐端灵敏度为10.4MHz/V，而频率推移敏感度仅有71kHz/V，比调谐端灵敏度低1%。 3.2 VCO相位噪声自由振荡VCO的相位噪声是噪声边带电平与载波功率电平的相对值。在典型测量中，通过观察VCO在频谱分析仪上的输出，在给定的偏移频率(相对于载波频率)处

24、1Hz带宽内的测量噪声电平。通过测试不同频率偏移下的噪声电平、并在每种情况下适当改变IF带宽的间隔，带有特殊固件的现代频谱分析仪器能够产生一条曲线，用来表示单边带相位噪声随频率偏移的变化。 具有较低相位噪声的振荡器(如：晶体振荡器)无法用频谱分析仪进行测量，因为对其LO相位噪声的限制过高。例如，惠普公司的8561 RF频谱分析仪,它在100Hz频点规定相位噪声限制为-80dBc/Hz；1kHz时相位噪声限制为-97dBc/Hz； 在10kHz时相位噪声限制为-113dBc；在30kHz时相位噪声限制为-113dBc；在100kHz时相位噪声限制为-113dBc。而典型的晶体振荡器在对应的每一频

25、偏处相位噪声要低30dB至40dB。对于如此高品质的振荡器，要想精确测量相位噪声需要采用特殊技术。 由一个关键因素直接影响自由振荡VCO的相位噪声，所有这些因素包含在3-2式中，式3-2适用于估算振荡器单边带噪声的公式： (3-2)其中: L(fM) = 单边带相位噪声，用dBc/Hz表示,是相对于载波频偏的函数。fO = 输出频率，单位HzQL = 加载后槽路的Q值(考虑有源负载和所有寄生参数后的槽路)fC = 有源振荡器件中的闪烁噪声角频率，单位HzfM = 相对于载波的频偏，单位HzPS = 有源振荡器件的振荡信号功率,单位：瓦特F = 有源器件内部电路的噪声系数(包括槽路和所有寄生参数

26、)k = 波尔兹曼常数：1.38 x 10-23 J/KT = 温度，用绝对温度表示(K)从该式可以看出：带载槽路的品质因数Q是影响相位噪声大小的关键设计参数，要想设计的VCO噪声小，必须使品质因数尽可能大，以满足调谐要求。高Q值的带载谐振器要求采用具有高空载Q值的谐振槽路元件，而且，槽路负载应该耦合恰好足够保证启动和维持振荡所需能量给其余电路。谐振器加载时的Q值很容易降低到空载Q值的十分之一以下。 由于闪烁噪声的转角频率fc与采用的器件有关，低噪声设计需要采用具有低闪烁转角频率的器件。这使得双极型工艺成为设计低噪声振荡器的最佳选择。GaAs器件是无法与其相比的，这是因为其噪声转角频率比硅双极

27、型器件高2至3个数量级。 因为内部噪声系数F既与选用的器件有关，又受外部电路影响，所以低噪声设计要同时从两方面进行优化。通过调节振荡器信号功率可以在一定程度上控制相位噪声，但今天的无线手机对偏置电流的要求常常不允许振荡器单元电路的电流消耗有大的变化。 式3-3表示振荡器的固有相位噪声，式3-4对应于由调谐电路噪声所产生的调制噪声边带(参见式3-4)。 式3-3: (3-3)式3-4: (3-4)其中: LPUSH(fm) = 单边带相位噪声(单位：dBc/Hz)，由通过偏置电路调制VCO的噪声电压产生LMOD(fm) = 单边带相位噪声(单位：dBc/Hz)，由通过调谐电路调制VCO的噪声电压

28、产生K2PUSH = 电源偏移灵敏度,单位Hz/VK2TUNE = 振荡器调谐增益,单位Hz/VVN2BIAS(f) = 偏置电路的噪声电压密度，是频率的函数(单位nV/Hz)VN2TUNE(f) = 调谐电路的噪声密度，是频率的函数(单位nV/Hz) 将式3-2、3-3、3-4合并得到式3-5，可用于估算VCO的总计单边带相位噪声： 式3-5: (3-5)前面提到的由于VCO参数的限制将导致系统性能的降低。例如，由于蜂窝电话的功率放大器(PA)只有当有声音信号时才被激活，通常情况并不工作。这种开关效应会造成功放的输入阻抗变化很大，从而对射频VCO驱动的传输通路带来困难。除非把VCO与变化的负

29、载隔离(通常采用负载缓冲器)，否则，产生的频率变化将使锁相环进入滑动周期甚至失锁。 另一个问题是，由于功率放大器的开和关，使得电源电流剧烈变化。对于GSM、DCS1800、DCS1900手机，其功放消耗的电流通常大于1A，电流的切换会引起VCO偏置电压的变化。在变化的偏置电压及推移因子的作用下，将产生不希望的调制边带，它落在PLL合成器环路带宽之外。因此必须使VCO的偏置电压稳定不变。 数字调制系统中的非衰落性误码率(BER)由收发信道中所有信号发生器产生的相位噪声之和决定，通常，PLL合成器的射频VCO起最主要作用。相位噪声的影响可以从图3-2所示的典型瀑布曲线看出，只要Eb/NO (Eb：

30、每bit的能量；NO：加性白高斯噪声密度)超过一定水平，BER就可基本保持不变。如果要想使通讯环路更可靠，则必须减小PLL合成器中射频VCO的相位噪声，从而降低非衰落性BER。 图3-2 当每比特能量与加性白高斯噪声密度之比数字调制技术通过对载波相位调制实现信息流编码，因此，相位噪声是采用该技术时最需要考虑的指标。QPSK (正交相移键控)是其中的一种调制方式，它类似于模拟正交I/Q调制。通过把一对数据位编码为四个不同的相位，QPSK能够以一半的数据速率传送一个给定的数据流。每个相位(图3-3a中的(/4, 3/4, 5/4和7/4)代表信号空间中的一点，由于系统中加性白高斯噪声(AWGN)的

31、影响，各点都扩散成一个个云团。 图3-3 正交相移键控调制(QPSK)信号星云图(a) 具有加性白高斯噪声；(b) 由于增加了5均方根相位移动，使系统性能降低，产生的失真使误码率增大。 图3-3b给出的QPSK星云图除了具有图3a同样大小的AWGN外，还增加了均方根为5的相位变化。由于相位的变化，星云图的形状发生改变，由原来的圆形团状变为弧形，从而使得云团之间的距离减小了。带来的后果是，解调器解调信号时符号出错的机率增大，从而使得BER增加。当然，可以容忍的相位移动量随解调器的性能及通讯环路的性能要求而定。 式3-6: (3-6)其中: f1, f2 = 积分区域的上限、下限频率，(通常由解调

32、器的设计决定)2 = 积分相位移动，单位为弧度2S(f) = 相位噪声功率谱密度，单位为弧度2/Hz (两倍于小角度的单边带相位噪声)2 = 积分均方根相位误差，单位为弧度 LO的相位噪声需要严格抑制，因为它降低了接收机的灵敏度。在蜂窝手机或其它要求在强干扰环境中检测弱信号时会出现这种情况。在图3-4中，临近的强干扰信号与本振的相位噪声混频产生的噪声边带使得中频部分的信噪比降低，从而使接收机检测弱信号的能力降低。 图3-4 与本振信号混频后，较强的干扰信号产生的噪声掩盖了感兴趣的信号早期的低噪声VCO由分离元件构成：一个特制的具有低闪烁噪声转角频率的双极性晶体管，一个偏置电源，一个能提供负载隔

33、离功能并能增加输出能力的缓冲放大器。分立电路中这么多的无源器件必然要占用很大的面积和空间，这对当今小型无线手持设备来说难以接受。 3.3 RF VCO集成解决方案MAX2620是美国Maxim推出的集成RF VCO (见图3-5)，它集所有分离元件的全部有源单元于一个微型8引脚MAX封装。其中关键性的低闪烁噪声转角频率的双极型晶体管采用Maxim专有的硅双极型工艺制作，具有高达27GHz的特征频率fT。高集成度节省了印制板面积，使电路布线及屏蔽工作更容易。 图3-5 用MAX2620构成VCO的典型工作电路除了低噪声晶体管外，MAX2620还包括一个具有双输出(用于负载隔离)的两级缓冲电路，一

34、个偏置电压发生器，以及方便的关断功能。该器件工作于+2.7V至+5.5V的单电源，3V时功耗仅27mW。当工作频率900MHz，负载电压驻波比1.75:1、转动360时产生的频移小于163kHz。该VCO内部的偏置发生器大大降低了由于偏置电压不稳对振荡频率的影响。当中心频率为900MHz、电源电压从3V变到4V时，其频率推移敏感度只有71kHz/V。 MAX2620有两个输出端，其中一路可向50欧负载输出-2dBm，通常用来驱动混频器的本振输入，另一路能向50负载输出-12.5dBm，可用来驱动集成PLL合成器的RF预分频器。当采用高Q值的外部谐振槽路、工作频率为900MHz时，MAX2620

35、以及内部的低噪声晶体管产生的相位噪声很低：频偏25kHz时仅为-110dBc/Hz，频偏300kHz则低到-132dBc/Hz。采用外部谐振电路便于设计人员在特定应用场合对VCO的调谐能力和相位噪声进行优化设计。 为确保振荡器启振，槽路阻抗的实部应为器件实部阻抗的1/3至1/2、极性相反，槽路的电抗元件应该与振荡器件的极性相反。启振后，随着增益的减小使振荡器的负阻下降，直到与谐振槽路的负阻达到平衡。 在槽路中加入一个变容二极管(调节电压可改变电容)，只要振荡器件在所期望的调谐范围内具有适当的负阻就能够得到可调节的振荡频率。MAX2620既是针对这种要求设计的。 MAX2620还针对低相位噪声而

36、优化，为获得更低的相位噪声需要采用高Q值元件，如陶瓷传输线谐振腔(典型的无载Q值为400)和高Q值电感(典型无载Q值为180)。为保证式5加载 后的Q值最大，C5与C17应该在所期望的频率和调谐范围内选择最小值。对于900MHz的工作频率，采用陶瓷谐振腔时C6为1pF，采用电感谐振电路时取1.5pF。由于高Q值电感的无载Q值低于陶瓷谐振腔，采用高Q值电感时相位噪声性能略有下降(与陶瓷谐振腔相比)。基于电感的谐振腔在25kHz频点的相位噪声为-107dBc/Hz，在300kHz频点的相位噪声为-127dBc/Hz。 MAX2620的两路输出均采用集电极开路形式，需用外部元件将其上拉至电源电压。5

37、0的输出电阻匹配于50系统，但电阻消耗了一定的输出功率。为了得到最大输出功率，可采用一个上拉电感，如图3-5缓冲输出端所示。要通过适当的匹配电路使电感电路的集电极开路输出阻抗与所希望的负载阻抗相匹配。 改善振荡器性能指标的另一关键因素是PC板布局，为尽量降低寄生参数的影响，需要去掉组成谐振腔的元件下方或周围的地平面。为尽可能减小寄生电感，需保持尽可能短的线路引线。退耦电容(引脚1、4和7与地之间)要尽可能靠近MAX2620，并直接与地平面相接。图3-5中的电容必须选用0805或更小的尺寸。 第4章 微带压控振荡器设计与仿真4.1 振荡器原理分析一定电路组态下的微波晶体管，可视为一个二端口网络，

38、在适当端接下，由于其非线性负阻特性，构成双端口负阻振荡器。为了产生并维持振荡，振荡回路必须形成负阻，即散射参数S11和S22均应大于1，稳定系数k1，利用电路的潜在不稳定性，振荡器就能满足振荡条件，产生自激振荡。4.1.1.振荡条件一个双端口负阻振荡器等效网络如图4-1，它包含晶体三极管、谐振网络和输出匹配网络。晶体三极管的散射矩阵S用S11、S12、S21、S22表示，设2个端口上联接的传输线特性阻抗都为Z0，线长都为零，其输入阻抗为m=RinjXin，输入端反射系数为1，看向谐振网络的阻抗为g=Rgjg,相应的反射系数为g，图中同时示出了输出阻抗、输出端反射系数、负载阻抗及负载反射系数。图

39、4-1 双端口负阻震荡器等效网络设双端口网络的入射波为a1、a2，反射波为b1、b2，双端口网络的散射参数定义为 （4-1） （4-2）利用（4-1），（4-2）式和，得到： （4-3） （4-4）震荡条件可表示为： （4-5） （4-6） （4-7）式中 （4-8）因为输入端口接谐振回路，输出端口接匹配网络和负载，都是无源网络，故g和L都小于1,因此，对振荡器设计来说，为了产生振荡，两端口的反射系数均大于1,而稳定系数应小于1。4.1.2双端口负阻振荡器的输出功率考虑一个共发射极功率振荡器，要求传输给负载的有用功率最大。由于共发射极振荡器可以视为具有输出功率为Pout的共发射极放大器,通过正

40、反馈电路反馈输入功率Pin给输入端构成振荡器。要求振荡器传输给负载的有用功率（PoutPin）最大，也就是使放大器的（PoutPin）最大，由放大器的输出功率经验公式知： (4-9)式中Pin是输入功率，Pout是输出功率，是饱和输出功率，是放大器调谐小信号转换增益。要得到最大输出功率，就要使（PoutPin）最大，因而可通过求导找到相应的功率关系： (4-10)当（）为最大值时，放大器输出功率为： (4-11)因而由上面两式，可得到震荡器的最大输出功率为： (4-12)4.2 微带压控振荡器电路设计分析由于微波仿真软件的不断完善，以及能够提供精确的元器件模型，目前在微波电路设计中，已得到广泛

41、应用。本电路采用Asoft公司的微波仿真软件Serenade8.5来设计。 要设计的振荡器的技术指标为：工作频段S波段，带宽fo10 MHz，输出功率不小于100 mW，杂波抑制比大于60dB。4.2.1微带振荡器电路构成为了获得大的输出功率，采用了共发射极串联反馈振荡器电路，如图4-2所示，图中省略了直流偏置电路。 图4-2 微带压控震荡器原理图(1)振荡管的选择根据工作频率和输出功率要求，选择Agilent公司硅双极晶体管AT-42070，其fT=8 GHz，工作在2GHz时P1dB21dBm，噪声系数为1.9dB。AT-42070的S参数如表4-1所示。表4-1 晶体三极管的S参数GHz

42、S11S12S21S221.00.6717980800.033510.28-411.50.6716969690.040590.27-442.00.6816060600.053590.27-512.50.6915755550.065650.28-533.00.6915147470.072650.28-62 (2)变容二极管的选择压控振荡器频率的改变是借助变容二极管电容的改变来完成的，因此压控振荡器的许多重要指标如频偏、线性度、灵敏度等都与它有关。为了获得较好的线性度和电调灵敏度，使用了双变容二极管串联形式。根据设计要求，选择了M/A-COM公司的GaAs超突变结变容二极管MA46H204。管子参

43、数为1.25，Q1500，电容变化比等于10，控制电压范围220 V。4.2.2微带振荡器电路仿真设计及步骤 根据原理电路构成图，将拓扑图绘制在Serenade的原理图编辑区内，然后根据经验设定各个元件的初值，并设置好各种仿真参数。微带压控振荡器电路拓扑如图4-3所示。图4-3 压控震荡器的仿真电路图(1) 电路起振分析 振荡器设计分2步进行。首先，使用Oscillator Design Aid 确定振荡电路是否能够在指定的频段范围内振荡。其分析如图4.4所示。 图4-4 Oscillator Analysis 分析图然后，使用Oscillator Analysis 对振荡电路进行分析。(2)

44、 电路优化及结果 对振荡器进行初步分析之后，就需要进行电路优化。在Serenade的原理图编辑区内，选择需优化的元件，设置优化模块，建立优化目标函数。经优化后得到的频谱图如图4-5所示。图4-5 仿真输出频谱图4.3 实验结果实际的压控振荡器制作在4030mm2、=1.5的微带陶瓷基片上。其实验结果如下：（）工作频段：fo10MHz（）输出功率：120mW（）杂波谐波抑制比：60dBc（）电调性能：实验测试结果见表4-2。图4-6为实际压控振荡器的输出频谱。表4-2 实测电调特性Vc(V)234567f/V(MHz)3.03.94.55.34.34.4Po (mW)125.3125.3125.

45、4125.4125.5125.4图4-6 为实际压控振荡器的输出频谱第5章 结 论本文应用振荡器理论对压控振荡器设计进行了讨论，并使用微波仿真软件对微带压控振荡器进行了设计分析。从设计实例和实验结果可见，电路仿真与实验结果基本上是一致的，说明使用仿真软件设计微波电路具有实际的应用价值。 基于0.35m工艺，考虑低压和低功耗，设计了一个工作频率为4.2GHz的VCO，并在该电路中分别采用积累型MOS电容和反型MOS电容进行调谐。仿真结果表明，两种VCO调谐范围与中心频率几乎相同，在功耗约为10mW的情况下，积累型MOS调谐的VCO表现出更好的相位噪声性能。压控振荡器(VCO)的频率随着作用在其调谐端口的电压而改变，在锁相环内(PLL)，VCO为超外差接收机内部的频率转换提供稳定的本振(LO)信号。VCO还可用于发送链路，将基带信号上变频至射频(RF)以便通过电视广播传送。 免调节中频VCO的设计力图探索实现一个免调节、固定频率的中频(IF)压控振荡器(VCO)所需了解的基本设计原理，同时指出保证电路正常工作所需面临的挑战