毕业设计（论文）抑制无线电干扰低通滤波器设计.doc

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1、第1章 绪论20世纪70年代以来，随着电力电子技术的飞速发展，特别是功率半导体器件和变流技术的发展，各种电力电子装置在军事、工业、生活及高新技术领域获得了越来越广泛的应用，并带来了一系列的经济效益，如装置体积的减小，能量转换效率的提高，可靠性增加等等。但同时由于这些电力电子器件本身所具有的非线性特性也给电力系统带来了一系列的问题，其中之一就是电力系统中的谐波问题。电力谐波问题日益严重，对电能质量以及电力系统的安全、经济运行带来了很大的影响。治理电力系统谐波污染已经成为电力系统所面临的一个重大课题，受到了越来越多的关注。在此，我们先研究什么是谐波及其危害性，再寻求谐波抑制和无功补偿的方法。1.1

2、 谐波的概念及危害性谐波是一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率的整数倍，也称为高次谐波。电网中的实际电流由于有各种谐波源的存在一般并不是标准的与电网同步的正弦电流，而是相位有改变且包含有多种谐波成分，其傅立叶级数展开式为: （1.1）上式中，为直流分量，在交流电网中其值为零，为基波分量，其包含与电网电压同相位的有功分量和与电网电压同频率但不同相位的无功分量两部分，为谐波成分。以上各种电流分量流过电网回路的阻抗便产生了基波有功功率、无功功率和谐波功率。谐波是由谐波源产生的。所谓谐波源，主要是指电力系统中的各种非线性用电设备。诸如半导体整流器、晶闸管调压变频等电力电子装置、电弧炉、电力机车

3、和家用电器等等。谐波对电力系统电磁环境的污染日趋严重并且会危及系统本身和广大电力用户，由谐波引起的各种故障和事故不断发生，对国民经济和生产、生活造成了不必要的损失，因此近二十年来电力谐波的危害和影响己引起世界各国政府和科技界的广泛关注。 谐波对公用电网和其他系统的危害大致有以下几个方面1：(1) 产生附加损耗，增加设备的温升。一般来说，谐波电流与基波电流相比较小，但谐波频率较高，导线的集肤效应使谐波电阻比基波电阻大的多，因此谐波引起的附加损耗也比较大。在带铁芯的电气设备中，铁芯的磁滞损耗和涡流损耗也将增大。这些附加损耗除增加电力系统的损耗外，还使设备温升增加，尤其是局部发热点的温升可能增加更多

4、，使设备绝缘老化加速；(2) 恶化绝缘条件，缩短设备寿命。除附加发热影响绝缘寿命外，还因为在较高频率的电场作用下，绝缘的局部放电加剧，介质损耗显著增加，致使温升提高；(3) 引起电机的机械振动。由谐波电流和电机旋转磁场的相互作用产生的脉动转矩使电机发生机械振动，当电机机械系统的自然频率在受到上述转矩的激发而引起共振时，会损坏电机设备，甚至危及人身的安全；(4) 无功补偿电容器组引起谐波电流的放大，甚至造成谐振。无功补偿电容器与电力系统中的电感构成了局部电感、电容回路，它们的一些组合有时会对某次的谐波电流起到放大的作用，加剧了谐波的危害。当它们构成的局部谐振回路的频率与系统中存在的某次谐波频率相

5、同或相近时，就会造成危险的过电流和过电压；(5) 对继电保护、自动控制装置和计算机产生干扰和造成误动作。这些保护和控制设备通常都是按照工作于所加电压或电流为工业频率和正弦波形而设计的，谐波的存在使它们的正常工作条件受到干扰、工作特性受到改变，严重时会造成误动作或拒动作。对计算机的干扰严重时使其无法正常工作；(6) 影响测量仪表的精度，造成电能计量误差。电力测量仪表一般是按照工频正弦波形而设计的，当有谐波时将产生误差；(7) 干扰相邻通信线路和铁道信号线路的正常工作。谐波的干扰会引起通信系统的噪声，降低通话的清晰度。干扰严重时会引起信号的丢失，在谐波和基波共同作用下引起电话响铃，甚至发生危及设备

6、和人身安全的事故。谐波对电网的危害除造成线路损耗外，更重要的是使电网波形受到污染，供电质量下降，危及各种用电设备的正常运行。谐波电流在电网中的流动会在线路上产生有功功率损耗，它是电网线路损耗的一部分。另外，谐波源在一些频率上吸收有功功率，另一些频率上发出有功功率，而这些谐波有功功率通常都是从电网吸收的基波有功功率转化而来的，谐波源吸收的谐波有功功率常常对产生谐波装置本身是有害而无益的，谐波源发出的谐波有功功率也给接在电网上的其它用电设备带来危害并增加功率损耗。当然 ，谐波危害的程度将因谐波量的大小以及设备的其它各种条件的不同而不同，但危害是客观存在的，应予于足够的重视和有效的管理，将危害限制在

7、尽可能小的范围内。1.2 谐波抑制和无功补偿1.2.1 谐波抑制装设谐波补偿装置的传统方法就是采用LC滤波器。这种方法既可滤除谐波，又可补偿无功功率，而且结构简单，一直被广泛使用。这种方法的主要缺点是补偿特性受电网阻抗和运行状态影响，易和系统发生并联谐振，导致谐波放大，使LC滤波器过载甚至烧毁。此外，它只能补偿固定频率的谐波，补偿效果也不甚理想。尽管如此，LC滤波器当前仍是补偿谐波的最主要手段。目前，谐波抑制的一个重要趋势是采用有源电力滤波器(Active Power Filter，简称APF)。有源电力滤波器也是一种电力电子装置。其基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生个与该谐

8、波电流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量。这种滤波器能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响，因而受到广泛的重视，并且已在日本等国获得广泛应用。有源电力滤波器的基本思想在六七十年代就已经形成。80年代以来，由于大中功率全控型半导体器件的成熟，脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，简称PWM)控制技术的进步,以及基于瞬时无功功率理论的谐波电流及无功电流瞬时检测方法的提出，有源电力滤波器才得以迅速发展。有源电力滤波器的变流电路可分为电压型和电流型，目前应用的装置中大部分是电压型。从与补偿对象的连接方式来看，又可分为并联型和串联

9、型。串联型有源电力滤波器是补偿谐波电压，并联型有源电力滤波器是补偿谐波电流，两者可以单独使用，也可以和LC滤波器混合使用。混合型滤波器也是目前实际应用的一个方向4。1.2.2 无功补偿无功功率对供电系统和负荷运行都是十分重要的，电力系统网络元件的阻抗主要是电感性的，因此，粗略地说，为输送有功功率，就要求送电端和受电端的电压有一定相位差，这在相当宽的范围内可以实现；而为了输送无功功率，则要求两端电压有一幅值差，这只能在很窄的范围内实现。不仅大多数网络元件消耗无功功率，大多数负载也需要消耗无功功率。网络元件和负载所需要的无功功率必须从网络中某个地方获得。显然，这些无功功率如果都要由发电机提供并经过

10、长距离传送是不合理的、通常也是不可能的。合理的方法应是在需要消耗无功功率的地方产生无功功率，这就是所谓的无功补偿1。无功补偿的作用主要有以下几点：(1) 提高供用电系统及负载的功率因数，降低设备容量，减少功率损耗；(2) 稳定受电端及电网的电压，提高供电质量，在长距离输电线中合适的地点设置动态无功补偿装置还可以改善输电系统的稳定性，提高输电能力；(3) 在电气化铁道等三相负载不平衡的场合，通过适当的无功补偿可以平衡三相的有功及无功负载。早期无功补偿装置的典型代表是同步调相机。同步调相机不仅能补偿固定的无功功率，对变化的无功功率也能进行动态补偿。至今在无功补偿领域中这种装置还在使用，而且随着控制

11、技术的进步，其控制性能还有所改善。但从总体上说这种补偿手段已显陈旧。并联电容器的成本较低。把并联电容器和同步调相机比较，在调节效果相近的条件下，前者的费用要节省得多。因此，电容器的迅速发展几乎取代了输电系统中的同步调相机。但是，和同步调相机相比，电容器只能补偿固定的无功功率，在系统中有谐波时，还有可能发生并联谐振，使谐波放大，电容器因此而烧毁的事故也时有发生。1.3 有源滤波技术在谐波抑制和无功补偿方面有很多关键性的技术和措施。将有源滤波器应用于谐波治理领域，是该领域的一次技术提升。下面简单介绍一下有源滤波技术和研究并联混合型有源电力滤波器的意义。1.3.1有源滤波技术的发展 上世纪70年代，

12、日本学者提出了有源电力滤波器的概念。即从补偿对象中检测出谐波电流，利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波幅度相等、相位相反的电流，使电源的总谐波电流为零，达到实时补偿谐波电流的目的。1976年美国西屋电气公司的L.Gyugyi和E.C.Strycula提出了利用由大功率晶体管组成的PWM逆变器构成的有源电力滤波器来消除电网谐波的思想。进入80年代以后，随着大功率可关断器件GTR、GTO和IGBT的不断发展以及瞬时无功理论的提出为有源电力滤波器的实用化提供了必要的理论与技术条件，使之在工业上得到日益广泛的应用。1.3.2有源滤波器与无源滤波器的比较以往谐波治理和无功补偿的方法，是采用无源滤

13、波器。其优点是经济、实用和可靠。但无源滤波器也有如下的缺点：(1) 补偿特性受电网和负载运行参数的影响，无源滤波器的LC参数的漂移会导致滤波特性的改变；(2) 谐波补偿频带窄，只能消除特定的几次谐波，可能与系统发生谐振，产生谐波的放大；(3) 装置笨重，体积大，损耗大。而APF与无源滤波器相比，有如下优点：(1) 占地小，功耗低；(2) 实现动态补偿，可同时对频率和幅值都变化的谐波以及变化的无功功率进行动态补偿，对补偿对象的变化有极快的响应速度；(3) 补偿的效果稳定，不受系统运行方式和工况的影响；(4) 不会发生谐振和谐波放大的现象，且可以有效的抑制由于外电路的谐振而发生的谐波放大；(5)

14、具有过载判断能力，补偿量可控。当谐波总量超过设定值时，装置仍可运行，并能正常发挥作用；(6) 补偿无功时不需贮能元件，补偿谐波时所需贮能元件容量相对较小。三相APF补偿时，从理论上讲不需要直流储能元件，实际中由于谐波造成电源与逆变电路少量能量交换，故需要较小的储能元件维持逆变电路正常工作；(7) 在谐波问题严重，但功率因数较高的场合，适合采用APF，而不适用无源滤波器，否则将引起无功过补，产生无功倒送的问题。理论研究和生产实践表明，有源电力滤波器是目前用来综合治理谐波等电能质量问题的一种较为理想的电力电子装置，是用户电力技术中一个研究热点。有源滤波器与无源滤波器结合使用，可以单独实现或同时实现

15、对谐波的抑制、电压的稳定、无功的动态补偿调节，而且装置的初始投资也得以降低，是一种在技术和经济上均能获满意结果的方案。因而对这一问题开展研究，在理论上和现实上都具有十分重要的意义。1.3.3 并联混合型有源滤波器的研究意义虽然，有源电力滤波器比以往的无源滤波器滤波效果要好，但是相比无源滤波而言，制造和维护价格都要高，无法实现大面积的推广。而采用有源和无源滤波器相混合的滤波方式，能够发挥二者的所长。既能对电网无功进行有效补偿，又能对电网的谐波进行有效的抑制，而且制造和运行费用较合理，适合大范围的推广和应用。采用并联方式的混合型滤波器，有源滤波器被控制为谐波电流源，受电网以及无源滤波器所产生的谐波

16、的影响小，可以有效的降低有源滤波器的容量，使滤波装置可以投入到大负荷电网中运行，其研究前景非常可观。1.4 本文所做的工作本文对基于TMS320LF2407型DSP芯片的并联混合型有源电力滤波器进行了分析和研究，论文所做主要工作如下:(1) 介绍了谐波的基本概念、产生和危害，以及谐波抑制和无功补偿方面的研究情况，并对有源滤波器和无源滤波器进行了比较；(2) 简要的介绍了瞬时无功功率以及基于此理论的谐波电流检测方法；(3) 对并联混合型有源滤波器进行了结构和参数设计；(4) 对所设计的并联混合型有源滤波器，利用MATLAB进行仿真，输出仿真波形。 第2章 基于瞬时无功理论的谐波电流检测方法对电路

17、中谐波电流实时准确的检测，是谐波抑制的基础。采用合适的谐波电流检测方法是有源电力滤波器研究设计的重要一环。三相电路瞬时无功功率理论自80年代提出以来，在许多方面得到了成功的应用。该理论突破了传统的以平均值为基础的功率定义，系统地定义了瞬时无功功率、瞬时有功功率等瞬时功率量。本章首先简单介绍此理论，然后介绍基于此理论的、和、谐波电流检测方法。2.1 瞬时无功功率理论 三相电路瞬时无功功率理论1是由S.Fryze、W.Quade和Akagi(赤木泰文)等提出的。该理论系统地定义了瞬时无功功率、瞬时有功功率等瞬时功率量，以该理论为基础，可得出用于有源电力滤波器的谐波和无功电流实时检测方法。设三相平衡

18、电路各项电压和电流的瞬时值分别为、和、，为了分析问题方便，把它们变换到-两相正交的坐标系上，经变换可以得到、两相瞬时电压、和、两相瞬时电流、即： (2.1) (2.2)式中 (2.3)在-平面上，矢量、和、实际上是和在轴和轴的投影，即： (2.4) (2.5)式中，、为矢量、的模，、为矢量、的幅角。根据图2.1所示的坐标下的电流、电压矢量图，引入瞬时有功功率和瞬时无功功率，可得：图2.1 坐标下电流、电压矢量图三相电路瞬时有功电流(瞬时无功电流)为矢量在(的法线)上的投影 (2.6)式中。三相电路瞬时无功功率(瞬时有功功率)为电压矢量的模与三相电路瞬时无功电流(瞬时有功功率)的乘积： (2.7

19、)经变换可得 (2.8)在上述、的定义基础上，发展起来的基于、运算方式的谐波电流检测法无论在电源电压是否畸变的情况下，都能准确地检测出谐波和无功电流9。2.2谐波电流的检测 2.2.1基于、运算方式的谐波电流检测 基于、运算方式的谐波电流检测方法1的矢量图如图2.2所示：LPFLPF-+图2.2 坐标系中的电压、电流矢量图2.3 、运算方式原理图图2.3为、运算方式原理图。根据定义计算出、，经低通滤波器LPF得、的直流分量、，电网电压无畸变时，为基波有功电流与电压作用所产生，为基波无功电流与电压所产生。由、即可计算出被检测电流、的基波分量、为： (2.9)将、分别与、相减，即可得出、的谐波分量

20、、，当有源滤波器同时用于补偿谐波和无功功率时，就需要同时检测出被补偿对象中的谐波和无功电流。这种情况下，只需要断开图2.3计算的通道即可。这时，由即可计算被检测电流、的基波分量、为： （2.10）由于采用了低通滤波器LPF求取、，故当被检测电流发生变化时，需要经一定的延迟。但只检测无功电流时，则不需要低通滤波器，只需将反变换即可得出无功电流： （2.11）此方法检测谐波电流的精度受电网电压影响，需要进一步改进和完善。2.2.2 基于、运算方式的谐波电流检测 图2.4是、运算方式原理图1，由该图可以看出，、理论中，电源电压不直接参与运算，代之以与电源电压同相位的标准正弦信号和与之对应的余弦信号。

21、这样，电源电压畸变与否对计算结果不产生影响。具体运算过程如下：PLLsin-cosLPFLPF-+图2.4 运算方式原理图图中的在此方法中，通过一个锁相环PLL和一个正、余弦发生电路得到需要用到与相电网电压同相位的单位正弦信号和余弦信号。按照图2.4可以算出、，经低通滤波器LPF滤波得出、中的支流成分、，按照下式计算出负载电流的基波分量： (2.12)将、与、的谐波电流、。与、检测方法相似，当需要同时检测无功电流时，只需要断开图2.4中计算的通道即可。第3章 主电路结构和参数设计混合型有源电力滤波器的种类可以根据无源滤波器和有源滤波器的连接方式不同来划分。两种滤波器既可以串联也可以并联，根据使

22、用的环境不同，都有各自的特性和优点。本章研究的混合型有源电力滤波器，是先将无源滤波器并联入网，再将有源滤波器和无源滤波器串联，即并联混合型有源电力滤波器。本章先介绍该滤波器的主电路结构，再在总体结构的基础上得出各个元器件的参数。3.1主电路总体结构本章研究了一种并联混合型有源电力滤波器的电路结构，这种电路结构下有源滤波器的容量很小，甚至小于补偿对象(谐波源负载)容量的1%，这就使得并联型有源电力滤波器的应用范围可扩展到大功率应用场合。这种并联混合型滤波器的电路结构如图3.1所示。系统包括无源滤波器、有源滤波器和控制系统三部分。其中无源滤波器由若干个单调谐支路和高通滤波器组成，图3.1中设置了5

23、次和7次三相全控整流桥负载（谐波负载），容量为50kVA，还设置了5次和7次两条纯调谐滤波器支路和高通滤波器支路。有源滤波器与一个附加小电感La通过耦合变压器串入无源滤波器中。耦合变压器可以起到隔离、匹配PWM变流器的电压与电流容量的作用。谐波抑制和无功补偿主要由无源滤波器来完成，而APF的作用是改善无源滤波器的滤波特性和抑制电网与无源滤波器之间可能发生的谐振。图3.1 并联混合型有源电力滤波器电路图其中，APF被控制为一个谐波电流源。所以，基波无功电流被强迫流过附加电感La，从而APF中只流过谐波电流。由于无源滤波器被配置为纯调谐，APF不承受谐波电压。又由于La与无源滤波器相比基波阻抗很小

24、，因此它两端所占基波电压很小，因此APF承受电压很小。所以APF的容量可以做到很小。当APF过流或发生故障时，借助于快速熔断器，APF可以迅速脱离整个滤波系统，而零偏无源滤波器和频偏电感La组成的滤波系统还可以正常工作，不至于对电网造成大的冲击。这一点在工程应用上是非常重要的。因此，这种新型混合滤波器具有很强的实用性。3.2主电路参数设计3.2.1无源滤波器的参数设计在并联混合型有源电力滤波系统中，无源滤波器补偿电网中的大部分谐波及无功电流，因此它是系统的一个重要组成部分。无源滤波器的设计较有源滤波器而言要简单，设计时，要考虑是否经济，是否符合技术指标。除对不同的无源滤波器类型考虑不同的参数外

25、，设计滤波装置还应考虑2：(1) 单调谐滤波器的谐振频率会因电容、电感参数的偏差或变化而改变，电网频率会有一定的波动，这将导致滤波器失谐；(2) 电网阻抗变化会对滤波装置尤其是其中的单调谐滤波器的滤波效果有较大影响，而更为严重的是，电网阻抗与滤波器有发生并联谐振的可能，设计时必须充分予以考虑。根据以上要求，设计滤波装置的一般步骤如下:(1) 准备设计的原始数据，包括估算系统中谐波源向电力系统注入的各次谐波电流，进行谐波阻抗分析，确定应提供的无功补偿容量大小等；(2) 确定滤波装置的构成；(3) 滤波装置中各滤波器的初步设计，初步确定各单调谐滤波器、高通滤波器中各元气件参数、容量等；(4) 滤波

26、装置的最后确定， 这包括计算滤波器之间的影响，校核滤波装置是否满足谐波抑制的要求，对系统进行谐波潮流计算，对不同方案进行经济分析等。本文所研究的系统，要求的补偿容量较小，且谐波负载固定。负载为三相全控桥式整流电路的交流侧电流，负载电流中主要含有5次、7次及高次谐波，因而总电路中的无源滤波器主要由5次滤波器，7次滤波器及高通滤波器组成，主要根据所要补偿的无功及各次谐波电流大小确定其各个元件的参数。(1) 单调谐滤波器的参数单调谐滤波器中的电容值计算公式为： （3.1）式中P和H分别为电容电感的单位容量成本，为基波相电压，为次谐波电流，为与电容有关的数。因为n=1/，则电感的计算公式为: （3.2

27、）(2) 高通滤波器的参数本系统中采用二阶高通滤波器滤除次以上的谐波电流，其滤波特性由以下两个参数描述： （3.3） （3.4）式中为截止频率。在频率的频率范围内，是一个与品质因数有关的参数，一般在之间取值。电阻和电感的计算公式如下： （3.5） （3.6）取截止频率为9次，计算可得高通滤波器的参数。由上述经验公式我们可以得出无源部分的参数:5次部分: C=51uF, L=11.9mH7次部分: C=25.1uF, L=14.9mH高通部分: C=27.OuF, L =9.5mH, R =12.9(3) 附加电感La的确定 附加电感La值的选取对整个系统、无源滤波器单独工作的滤波效果以及APF

28、容量都有重要影响。从系统工作稳定性出发，首先要保证系统无源部分单独工作时不易与电网发生谐振。这就要求根据LC滤波支路的参数选取La的值，保证包括附加电感La在内的无源部分有一定的频偏。其次，在不发生谐振的情况下无源部分要有较好的滤波效果。另外，从减小APF容量出发，又要求附加电感La的值尽量要取得小一些来减小其上分得的基波电压。显然，上述要求之间是存在矛盾的，在选择时要根据具体情况和性能指标进行选择。在稳定性和滤波性能指标要求较高的场合下可以适当牺牲APF容量来保证系统的稳定运行和更好的滤波效果。在对滤波指标要求较低而容量较大的场合，当满足基本滤波要求时，可通过选择较小的La来减小APF的容量

29、。3.3.2有源滤波器的参数设计(1) 主电路电力电子器件的选择在实际应用中，为了使有源电力滤波器的补偿电流能快速地跟随指令电流的变化，必须根据实际补偿要求选择开关速度快的器件。同时，要根据有源电力滤波器容量的大小来选取器件的电压和电流等级。目前有源电力滤波器主电路所采用的电力电子器件多为GTO和IGBT。对于100kVA以上大容量的有源电力滤波器一般采用GTO作为其主电路的可控开关器件，但因其工作频率较低，对较高次谐波的补偿效果较差。对于100kVA以下中、小容量的有源电力滤波器，一般选用IGBT。IGBT器件的容量和控制手段等方面具有一定的优势，可用于大容量的有源电力滤波器，但目前较高的价

30、格可能限制其使用范围。有源电力滤波器主电路器件的电压是根据主电路直流侧电容电压值并考虑一定的裕量来选取的。器件的电流可根据最大补偿电流值并考虑一定的裕量来选取。器件的工作频率由实际补偿对象和具体补偿要求来确定。(2) 主电路直流侧电压计算和电容选取有源电力滤波器正常工作时，输出的补偿电流在指令电流两侧呈锯齿波状跟随其变化。由有源电力滤波器的数学模型，对于a相有： （3.7）当(为a相指令电流)，有源电力滤波器a相桥臂的上开关器件应该导通，下开关器件应该关断。为1/3或2/3时。若取为1/3，则 （3.8）要使实际补偿电流更好地跟踪，此时必须增大，即 （3.9）也就是 （3.10）考虑到最严重的

31、情况 （3.11）即主电路直流侧电压值应大于有源电力滤波器与供电系统连接点的相电压峰值的3倍。在此基础上直流侧电压越大，补偿电流的跟随性能越好，但器件耐压要求也越高，因此要综合考虑.结合开关元件的开关频率和控制策略，算出直流侧的电压: ，即取直流侧电压为650V，波动值为50V，即当直流侧电压为600V时也能满足补偿要求。有源电力滤波器在实际运行时很难将主电路直流侧电压控制在某一恒定值。直流侧电压波动的根本原因在于补偿电流在交流电源和有源电力滤波器之间的能量脉动。如果电容值选择得过小，主电路直流侧电压波动就会过大，影响有源电力滤波器的补偿效果；而如果电容值选择过大，则主电路直流侧电压动态响应变

32、慢，电容体积和造价也会增加。考虑到有源电力滤波器在正常工作时直流侧电容始终工作在充放电状态。假设在某一PWM周期内电容始终处于充电或放电状态，直流侧电容电压的最大允许偏离设定值为，则有 （3.12）所以 （3.13）式中为直流侧电容值，为PWM脉冲的频率， 为通过电容的电流最大值在本文构造的系统中，通过计算得出直流侧电容容量为1000uf(3) 主电路交流侧电抗器的选取有源电力滤波器的补偿特性主要取决于输出补偿电流对于补偿指令电流的跟踪控制能力。因此主电路交流侧电抗器的取值应保证有源电力滤波器具有跟随指令电流最大变化率的能力。电抗器最大取值的计算由有源电力滤波器的数学模型，对于a相有 （3.1

33、4）若则有： （3.15）如果有源电力滤波器能跟随指令电流最大变化率，需要有 （3.16）所以主电路电抗器的最大值为 （3.17）上式中，对于不同的谐波源和不同的补偿要求，补偿指令电流是不尽相同的，其中最大电流变化率与补偿电流的具体表达式形式密切相关。相关资料中给出了计算的经验公式： （3.18）上式中为基波电流频率，且 （3.19）其中为补偿指令电流有效值。 电抗器最小取值的计算如果电抗器取值过小，则会使补偿电流的纹波过大， 从而影响有源电力滤波器的补偿效果。因此电抗器的最小取值应主要由主电路开关器件所产生的纹波来决定，电抗器的作用是将其在补偿电流上产生的纹波限制在一定范围内。若有源电力滤波

34、器的实际输出电流中偏离指令电流的最大允许值为则 （3.20）由式(3.14),(3.15)有 （3.21）那么 （3.22） （3.23）以上各式中为PWM脉冲频率。在对有源电力滤波器的参数进行计算时，可根据式（3.17)和(3.23)并结合实际情况对交流侧电抗器的参数进行选取和调整。有时根据式(3.17)计算出的比根据式(3.23)计算出来的还要小很多，这看起来是矛盾的。但是一般情况下按式(3.17)计算出的最大值是偏小的，而按式(3.23)计算的最小值是偏大的。同时，从有源电力滤波器工作角度来讲，保证补偿电流跟随指令电流的变化与限制补偿电流纹波本身就是矛盾的。解决办法是以牺牲限制补偿电流中

35、纹波电流为代价，而尽可能首先保证补偿电流跟踪指令电流的变化，如果补偿电流中的纹波过大，可另加纹波滤波装置。在本文构造的系统中，假设要滤除90%的开关频率谐波电压，根据上文的公式计算， 则L=27.9mH。主电路各部分的结构参数如表3.1所示。表3.1 总电路结构参数表5次=51uF,=11.9mH7次=25.1uF, =14.9mH高通滤波器=27uF, =9.5mH, =12.9LaLa=0.1mH平波电容=0.1uF平波电感=27.9mHAPF支流侧电容1000uF第4章 并联型混合滤波器控制系统的设计本章介绍了并联混合滤波器的通用网侧数学模型和几种实用的控制策略，如根据电源谐波电流来控制

36、、根据负载谐波电流来控制等等，且在其中选择了根据负载谐波电压来控制有源滤波器谐波电压的方式做为本章的主要控制策略。这种策略的优点是能够自动调整阻抗值顺应电网谐波阻抗的变化。控制系统采用基于TMS320LF2407(以下简称为F2407)芯片的控制系统对并联型混合滤波器进行控制。另外，还选用了HL402集成电路对IGBT进行隔离保护。有关DSP的设计中，器件的正确选择非常重要。应按照以下原则8来进行选择：(1) 数字部分的计算精度(即DSP和单片机的位数)要满足有源滤波器的要求；(2) 实时性要求，即器件的工作频率要足够高、数字部分的计算能力和计算速度要足够快；(3) 通用性问题，在设计中采用的

37、芯片应该是现今和日后数年内有市场供货的型号，对今后设计进行改进时避免变化芯片而导致芯片的兼容问题；(4) 成本问题，设计中因为要选用较多的数字芯片，所以存在一个设计成本和有源滤波器的硬件实现问题。有源滤波器的价格比传统的滤波器要贵几倍甚至几百倍，所以在我国有源滤波器一直没有被人们重视和广泛推广。因此在设计有源滤波器时必须认真考虑成本问题，采用性价比高的芯片。4.1 控制策略对于并联混合型有源电力滤波器，有一个通用的电气模型，它的电路图如图4.1所示：图4.1 并联混合型有源滤波器的通用网侧模型图中的和在此分别代表网侧等效输出滤波电容和无源滤波器组，、分别为电源谐波电阻、电流和电压，、为有源滤波

38、器谐波电流和电压，、为负载谐波电压和电流。对此通用电气模型可采用的控制策略有：(1) 根据滤波器支路电流来控制。这种方法实质上等效于控制有源电力滤波器来改善无源支路的谐波阻抗特性；(2) 根据电源谐波电流来控制。这种控制策略相当于在电网上增加了一个可调的谐波阻抗，可以通过控制有源电力滤波器来增大电网谐波阻抗；(3) 根据负载谐波电流来控制，这种控制策略实质上等效于通过控制有源电力滤波器在改善无源滤波器的同时，又增大电网谐波阻抗。(4) 根据负载谐波电压来控制。本文采用这种控制方式控制有源滤波器，先介绍其推导过程：控制负载谐波电压，实际上是控制。由图4.1的数学模型结合基尔霍夫定律，可以得到：

39、（4.1）化简为： （4.2）由式(4.2)反推等效电路图4.2如图所示：图4.2 采用负载谐波电压控制方式时系统的等效电路图此时有源滤波器的控制效果是使得电网的谐波阻抗增大，这种阻抗跟电网阻抗呈线性关系能够自动跟随系统阻抗的变化。当控制时，能够有效抑制电网阻抗波动时对滤波器和负载的影响，同时消除电网谐波电压的影响。4.2 基于TMS320LF2407的检测控制系统TMS320LF2407的主要特点有：(1) 采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3.3 V，减少了控制器功耗；30MIPS 的执行速度使得指令周期缩短到33ns(30MHz)，从而提高了控制器的实时控制能力，通过采用片内集

40、成外围设备方案，在结构上含有传统处理器(MCUs)和多种外围芯片；(2) 有高达32K字的片内FLASH程序存储器，高达1.5K字的数据、程序RAM,544字双口RAM(DARAM)和2K字的单口RAM(SARAM)；(3) 两个事件管理器模块EVA和EVB，每个包括：两个16位通用定时器；8个16位的脉宽调制(PWM)通道。能够实现：三相反响器控制；PWM的对称和非对称波形；可迅速关闭PWM通道;可编程的PWM死区控制以防止上下桥臂同时输出触发脉冲；三个捕获单元；片内光电编码器接口电路；16通道A/D转换器；(4) 外接1/0端口丰富，可扩展的外部存储器总共有192K字的空间；(5) 有5个

41、外部中断(两个驱动保护、复位和两个可屏蔽中断)；(6) 高达40个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚(GPIO)。以上的性能特点使F24X系列DSP控制性能远远超过传统的16位微控制器和微处理器。同时，F24X器件的16位定点DSP内核为控制系统设计提供了一个不牺牲系统精度和性能的高性能解决方案。TMS320LF2407检测控制子系统主要包括A/D，D/A，A/D调理电路、日历时钟、键盘显示等功能单元。下面对部分单元作简单介绍：TMS320LF2407PWM输出互键保护下位机键盘显示A/DD/A串行通讯图4.3 有源滤波器控制系统的结构框图4.1.1 A/D功能单元有源滤波器通过实时采集三相

42、电源电压、电流和负载电流来计算出指令电流，由于采用数字化控制，算法复杂，而又对实时性、快速性和精确性有很高的要求，为了避免电流、电压采样时间不一致引起有功或无功测量误差，选用了AD7859对各相电压电流同时采样。4.1.2 D/A功能单元由于控制算法均由软件构成，各中间变量无法用示波器观测，而F2407片内没有D/A，因此选用了AD7841作为系统D/A输出单元，将中间变量转变为模拟信号输出，便于系统调试和监控。4.1.3 A/D信号调理电路为保证在A/D转换过程中被转换信号保持不变，必须在A/D自带多路信号切换技术和采用模拟多路开关方式的同时，在A/D转换前加入调理电路。图4.4 A/D信号

43、调理电路 图4.2为交流电压、电流信号的调理电路。A/D调理电路中运算放大器为LM258，LM258由两个独立的、高增益的、含内在频率补偿的运算放大器，采用双电源供电。 LM258有正负两个输入信号，这样可以消除共模信号。器件BAT54S主要作用是将电压钳制在OV-3.3V内，起到保护作用。4.1.4 日历功能单元本系统采用EPSON公司推出的日历时钟芯片RX8580，该芯片是内含I2C总线接口功能的具有低功耗的多功能时钟/日历芯片。4.2隔离驱动电路绝缘栅双极型场效应管IGBT的驱动问题是制约其应用的关键技术之一。驱动电路性能不好，常常会造成功率IGBT的击穿和损坏。本文采用HL402A/

44、BIGBT驱动集成电路。它具有先降栅压、后软关断的双重保护功能，其降栅压延迟时间、降栅压时间、软关断斜率均可通过外接电容器进行整定，因而能适应不同饱和压降IGBT的驱动和保护。HL402是N沟道大功率IGBT模块的驱动电路，能驱动600V/300A和1200V/150A的IGBT。由于HL402内含一个具有静电屏蔽层的高速光耦合器，因而可以实现信号隔离，它抗干扰能力强，响应速度快，隔离电压高。并具有对被驱动功率IGBT进行降栅压、软关断的双重保护功能。在软关断及降栅压的同时还将输出报警信号，以实现对封锁脉冲或分断主回路的保护。它的输出驱动电压幅值很高，其正向驱动电压可达15-17V，负向驱动电压可达10-12V。