LTE上行信道估计算法研究.doc

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1、doi:10.3969/j.issn.1563-4795.2010.05.026LTE上行信道估计算法研究郭强， 谢丽丽， 钱治军(西安电子科技大学，陕西 西安710071)摘 要：球标准，一标准。LTE (Long Term Evolution， 长期演进) 是3G与4G技术之间的一个过渡， 是3.9G的全它改进并增强了3G的空中接入技术， 采用OFDM和MIMO作为其无线网络演进的唯 文中首先介绍了LTE系统的上行传输方案和基于导频信号的信道估计算法， 然后针对LTE上行信道中的PUSCH信道 (物理上行共享信道) 提出了一套基于MMSE、线性插值以及基于判决反馈的信道跟踪算法的信道估计方

2、案， 并给出了该方案的性能仿真图。关键词：LTE； PUSCH； 信道估计；MMSE； 线性插值引言缀、 上变频、 D/A (数模转换)， 最后经天线发送0出去。 而在接收端，天线则对接收的数据进行A/LTE上行通常采用SC (单载波) -FDMA方案，也就是DFT-S-OFDM 方案。 由于在OFDM 中引入 了循环保护间隔， 故可以在接收机中采用简单的 频域均衡来消除多径干扰。 由于OFDM 的频域均 衡必须知道每个子载波上准确的信道频率响应， 因此， 在OFDM均衡之前， 必须先进行信道估计， 信道估计的准确度将直接决定接收机的工 作 性 能。本文分析了基于LS、 MMSE、 线性插值以

3、及 基于判决反馈的信道跟踪算法， 并针对PUSCH中 的参考信号 (导频) 给出了一套基于MMSE、 线性 插值以及基于判决反馈的信道跟踪算法的信道估 计方案， 并在广义平稳的多径时变瑞利衰落信道 模型下， 利用MATLAB实现了该方案的仿真。D ( 模 数 转 换 ) 、 下 变 频 、 同 步 、 去 循 环 前 缀 、FFT、 信道估计、 均衡、 IDFT、 解映射、 解交织 解复用、 解速率匹配、 信道解码和CRC校验。LTE的上行信道估计算法2基于导频的信道估计一般需研究三个方面的内容： 一是怎样设计导频结构； 二是怎样获得导 频位置处的信道响应； 三是怎样根据导频位置处 的信道响应

4、来恢复所有位置的信道响应。下面分别介绍获得导频位置处的信道响应以 及根据导频位置处的信道响应来恢复所有位置信 道响应的信道估计算法。2.1 基于LS准则的信道估计算法常用的估计准则有最小方差准则 (LS) 和最 小均方误差准则 (MMSE) 。 根据最小方差准 则 ， 其定义代价函数为：系统描述1图1所示为PUSCH的信道结构模型。 对于该模型， 在发送端， 其上行共享信道先对从上层接 收 到 的 传 输 块 TB ( transport block) 添 加 CRC 校JLS=(Yp-H赞 pXp)*(Yp-H赞 pXp)(1)其中， Yp、 H赞 p和Xp分别代表导频位置上的接收信号、 信

5、道响应的估计值和发送的导频值。 若验，配 、织，再进行数据和控制信息的信道编码、 速度匹码 块 级 联 、 数据和控制信息复用 、 信 道 交 然后进入基带处理过程， 即加扰、 映射、 传令JLS=0，则可以从上式得到：H赞 p Yp = HpXp + Wp =Hp+ Wp(2)输 预 编 码 ( DFT) 、 插 入 导 频 、 IFFT、 加 循 环 前XpXpXpXp这里， Wp是导频位置的噪声干扰。 这种信道收稿日期：2009-12-10图1 PUSCH的信道结构框图估计方法的所有操作都可在频域进行， 其结构非H赞H (X R X H+2I)-1Yp=RHHXpp HH pp常简单，

6、所以应用非常广泛。 但是， 如式 (2)表达的， 由于LS准则没有考虑到噪声的影响，其信道估计的结果将受到噪声的严重影响。2.2基于MMSE准则的维纳滤波估计方法所故X -1 (X R X H+2I)X H-1 -1X -1Y=R=RHHpp HH ppppR +2 (X H+X )-1 X -1Y(6)HHHHpppp联系到前面讨论的基于LS的信道估计算法：H赞2H-1-1p=RHH RHH+ (Xp +Xp) Xp Yp为了消除噪声干扰， 提高估计精度， 也可以-1 H赞=RR +2 (X H+X )(7)HHHHppLS利 用 MMSE 准则来设计信道 估 计 算 法 。根 据H赞 LS

7、=Xp其中，估计。-1Yp即是按照LS准则得到的信道MMSE准则，JMMSE=E其代价函数为：(Hp-H赞 p) (Hp-H赞 p)(3)虽然X 是已知导频，但当导频变化时， 计算p这里， E () 表示求均值运算。假定M为导频符号的个数， Yp= Y1,Y2,YM(X HX ) -1 仍然比较复杂 。 为了进一步简化计算 ，ppT可以用E (X HX )来代替E (X HX )由于-1-1 。pppp是所有导频位置上接 收 信 号 的 集 合 ，RYY =E导频的统计特性是已知的 ， 而且信噪比满足 YpYp 和RHY=E HpYp HH分别是各个导频位置接SNR=E X 2 /2， 这样，

8、 式 (7) 就可变为：p收信号之间的自相关矩阵和各个导频位置接收信H赞 p=RHH RHH+2赞 HLS号和信道响应之间的互相关矩阵。 那么，可以得到基于MMSE准则的信道估计为：经推导SNR=QH赞(8)LSH赞 p=WTYp=RHYR-1 Y(4)其中， E|Xk|2E|1/Xk|2， 可见， 基于MMSE准则的算法可以看作是在LS估计结果的基础上再利 用相关矩阵Q 进行滤波处理的结果。 如果Q 是单 位矩阵， 则MMSE算法将退化成LS算法。图2所示给出了LS算法和MMSE算法的比较。 从图2可以看出， 基于LS准则的信道估计和基于 MMSE 准则的信道估计在性能上有一定的差距 。 但

9、是， 相对于MMSE准则的算法， LS准则在算法 复杂性上又有很大的优势， 所以， 在实践中可以 在性能和可实现性上做一个折衷。2.3 基于判决反馈的信道跟踪算法除了内插， 通过判决反馈也可以从导频位置 的信道响应恢复出全部信道响应。 其思想是利用 相邻导频上的信道估计来对当前接收的数据进行 均衡和判决， 然后利用检测到的数据来进一步跟 踪信道信息。YY p其中， H赞 p= H赞 1,H赞 2,H赞 MW= w1,w2,wMT，T是滤波器抽头。显而易见，为了根据接收到的导频信号得到导频位置信道相应的MMSE估计，不光要求出各个接收导频信号之间的相关值，统计特性。 式 (4) 中：还要知道信道

10、的RHY=RHHXpHRYY=XpRHHXpH+2I其中， Xp=diag (X1,X2,XM)T是由M个导频值组成的对角矩阵， 2 是噪声的方差 ， I 是单位矩阵。 这样，表示为：MMSE准则下的维纳滤波估计方法可H赞 p=RHYR-1 YYY pHH2-1=RHHXp (XpRHHXp + I) Yp对式 (5) 作进一步的推导可得：(5)图3 PUSCH常规CP时的解调参考信号时频位置 (L=3)下面是PUSCH的信道估计方案。若X (L,k) 表示第L个时隙的第k 个子载波上 的 数 ， 设 X3 = X ( 3,0) X ( 3,1) X ( 3,2) X (3,n) ， 其中k=

11、0， 1， 2Y3p = Y ( 3,0) Y ( 3,1) Y ( 3,2) Y ( 3,n)， 其中k=0， 1， 2图2 LS算法和MMSE算法比较现以时域方向上的恢复为例， 可以使用上一 个OFDM符号的信道估计值来对当前数据符号进 行均衡和判决 (如果可能还可以利用编码增益来 提高判决准确度)：Y(n,k), X赞 (n,k)=Slice(Z(n,k)z(n,k)=(9)其中X 为L=3 时插入的导频符号 ， Y 为L=3H赞 (n-1,k)33p时收到的导频处的值。 那么， 根据X3和Y3p， 再用MMSE准则估计出H赞 3的值， 即可求出天线端口在L=3处各个导频的信道响应。 同

12、理， 也可求出L=根据对当前数据的判决结果， 可直接采用LS方法对当前位置的信道响应进行跟踪， 即：H赞 (n,k)= Y(n,k)(10)X赞 (n,k)一阶线性内插算法10处各个导频的信道响应H赞 。10若将L=0， 1， 2处的信道估计用L=3处的估计值近似代替， 而L=4， 5， 6， 7， 8， 9处OFDM 符 号没有导频插入， H赞 4， H赞 5， H赞 6， H赞 7， H赞 8， H赞 9的对 应载波处的值则可由H赞 3和H赞 10的值根据一阶线性插 值得到。 其一阶线性插值公式为：2.4由于信道相应在相邻符号、 子载波之间具有很强的相关性， 因此， 采用内插算法可以很好地

13、工作。 以时域一阶线性内插为例。若第N个和第M个OFDM上第k个导频的信道响应分别为H赞 (N,k)H赞(L,k) =H赞 (3,k) +a*H赞(10,k) -H赞 (3,k)和H赞(M,k)， 则第L个OFDM符号上的第k个数据的a= x-3信道响应为H赞 (L,k)， 即：H赞 (L,k)=H赞 (N,k)+a(H赞 (M,k)-H赞 (N,k)4L9(12)7而H赞赞赞H13的值可以用基于判决反馈的H12，11，a= k-N信道跟踪算法来估计。 其算法为：NLM(11)M-NY(n,k), X赞 (n,k)=Slice(Z(n,k)Z(n,k)=(13)H赞 (n-1,k)PUSCH的

14、信道估计方案3H赞 (n,k)= Y(n,k)n=11， 12， 13下面先说明PUSCH 的 导 频/解调参考信号的 结构。 其中解调参考信号主要用于UE 上行带宽 内的信道估计以解调上行数据。 图3所示是常规 CP时的时频资源分布图。 由图3可见， PUSCH的 导频是块状导频。X赞 (n,k)仿真分析4为了验证该方案的性能，可采用MATLAB对其进行仿真分析。 MATLAB仿真的PUSCH信道的参数为： 载频为2 GHz， 带宽为20 MHz， 一个子 帧1 ms中含2个时隙， 14个OFDM符号， 子载波数 为2048， 子载波间隔为15 kHz， CP采用常规循环 前 缀 ， 时 间

15、 长 度 为 4.6875 s， 映 射 方 式 采 用 QPSA 和16QAM。 信道为广义平稳的多径时变瑞 利衰落信道， 并采用Jakes模型， 多径信道为5径， 功率延迟谱服从负指数分布， 各种延迟为delay= 0 2e-6 4e-6 8e-6 12e-6， 最大多普勒频率为100Hz。图4所示为该方案在QPSA和16QAM调制下的 误码率性能仿真图， 其中， 横坐标为SNR (信噪 比)， 单位为dB， 纵坐标为误码率。 从图中可以 看 出 ， 随着信噪比的增加 ， 误码率性能逐 渐 变图4 在QPSA和16QAM下的误码率仿真图的性能仿真。 仿真结果证明， 该方案能有效对抗干扰，

16、改善信道估计性能， 且复杂度低， 同时在 实际中也是相当有效的。好 ，下，低。且下降趋势十分迅速 。 在较高信噪比 情 况QPSA 和16QAM 调制下的误码率都已经非常 此外， 从图中还可以看出， 在相同的信噪比参考文献条件下，QPSK 调制下的误码率明显小于16QAM123GPP LTE协议 R8 36212.Issues on Broadband Wireless Communication Systems： Channel Estimation，Frequency Syn chronization and Space-Time-Frequency Coding，ZHANG Wei，20

17、05. H.senol,H.A.Clrpan and E.Panayirci，MMSE Estimation Approach for Karhumen-Ioeve Expansion Coefficients of Multipath Channel in OFDM，2003.徐明远,邵玉斌.MATLAB仿真在通信与电子工程中的应用M. 西安：西安电子科技大学出版社，2005.白慧，卓东风. OFDM系统信道估计研究M. 科技情报 开发与经济，2006，(16)：17.王文博， 郑侃.宽带无线通信OFDM技术M. 北京： 人 民邮电出版社，2003.调制下的误码率， 但16QAM凋制时的传输

18、速度是QPSK 传输速度的两倍， 因此在实际应用时 ，该在有效性和可靠性之间求取一个平衡。应3结束语5在LTE系统中，信道估计作为一项关键技术，4直接影响着系统的性能。 本文首先以LTE的上行信道PUSCH为研究对象， 并结合现有的信道估计 算法， 提出了一套基于MMSE、 线性插值以及基 于判决反馈的信道跟踪的信道估计方案。 并对搭 建的系统模型 通 过 MATLAB 仿真来对该方案在 QPSA 和16QAM 调制下进行了不同信噪比环境下56(上接第74页)析并且存储上行 (指RPS控制器到RPS应用软件方 向) 和下行 ( 指RPS 应用软件方向到RPS 控制器) 的数据； 串口通讯层可以用来配置串口资源、 控第三方使用提供服务。 它不仅具有严格安全的通讯协议， 而且结构清晰灵活， 与应用程序之间耦 合 性 低 ， 同时易于通讯服务的扩充和软件 的 复 用。制通讯状态机的跳转、接收和发送等。同时可以用来控制数据的参考文献结束语4李现勇.Visual c+ 串口通讯技术与工程实践 M. 北京：人民邮电出版社, 2002.GB/T 4083-2005，核反应堆保护系统安全准则S.1维护网络是核电站数字化控制保护系统的一个重要组成部分 它作为独立的通讯模块 可为2