软件无线电-第4章-参数及信道估计技术课件.ppt

《软件无线电-第4章-参数及信道估计技术课件.ppt》由会员分享，可在线阅读，更多相关《软件无线电-第4章-参数及信道估计技术课件.ppt（104页珍藏版）》请在三一办公上搜索。

1、00:16,1,信道估计问题,信道估计包括载波相位、载波频率估计与载波同步符号定时估计与符号同步幅度估计与自动增益控制带限信道频率特性估计与均衡干扰估计与抑制前三个问题属于参数估计，后两个问题属于波形估计,00:16,2,信道估计问题,设发送信号为，其中 为等效低通复包络。设信道延时为，n(t)为AWGN，其等效低通复包络为z(t)，则接收信号为 式中理想情况下，即已知发送载波的频率和初相、接收机本振的频率和初相，这样 与 之间只用估计出一个参数即可得到另一个参数。,4.1 信道估计概述,00:16,3,信道估计问题,实际环境下，接收机本振和发送载波频率不可能完全相等，相位上不可能同步;且由于

2、频率稳定性、多普列频移等因素，两者的频率、相位还独立地随时间变化。接收信号的载波相位未知是由两个因素造成的：一是信道延时未知，未是收发两端振荡器的频率、初相及其变化规律未知。另外，即使在理想情况下，对 的估计精度也不可能满足对 的估计要求。，因此，载波相位估计和信道延时估计（即符号定时估计）必须看作是两个独立的问题。,4.1 信道估计概述,00:16,4,信道估计问题,当收发两端频率漂移较为缓慢，信道延迟变化也较为缓慢（即相互运动速率较小，多普勒频移较小）时，频差引起的相位变化被吸收到中，在较短的M个符号间隔内基本不变，这时可以无需专门的频率估计，而是进行动态相位估计和跟踪。若频率偏移或者多普

3、勒频移引起的频差较大，则需要首先进行频率估计。,4.1 信道估计概述,00:16,5,信道估计问题,并非所有的系统都需要同时进行相位估计和定时估计。定时估计是数字通信系统的特殊问题相位估计是相干检测（无论是数字通信还是模拟通信）的特殊问题在频率调制、多普勒雷达或者动目标检测雷达中往往需作频率估计。在实际进行相位、频率或定时的估计时，并不是估计接收信号相对发射信号的绝对量，而是估计接收信号相对于本地信号（接收本振、采样时钟）的相对偏移量。,4.1 信道估计概述,00:16,6,反馈环,反馈环是相位（频率）估计和符号定时估计中常用的技术，它可以模拟实现，也可以全数字化实现。在全数字化实现中，通过反

4、馈控制采样时钟和下变频（DDC）中的NCO来实现定时同步与载波相位同步。反馈环是数字无线电同步技术中的一个重要方法。反馈环分两种：一种是判决反馈式。二是非判决辅助式。软件无线电采用无反馈环同步技术。,4.1 信道估计概述,00:16,7,无反馈环同步技术,参数估计的理论基础是最大似然估计，反馈环是最大似然估计的某种近似，不是真正意义上的最大似然估计。直接从最大似然估计出发，可以导出真正意义上的无需反馈环的最大似然相位和定时估计;接收机中解调用的本地参考载波和采样时钟都独立于固定频率，载波相位误差和采样时钟误差的消除、信号的判决译码全部由数字信号处理器通过相应的软件来完成。,4.1 信道估计概述

5、,00:16,8,软化时钟,无反馈环同步技术基于软化时钟的概念软件无线电本质，上是一种带存储的延迟处理，“时钟”已脱离了其本身的物理信号特征。无反馈环相位和定时同步即是建立在“软化时钟”概念基础上的定时同步通过定时估计和插值运算来实现相位同步通过直接估计相位来进行相位补偿或最大似然判决。“实时处理”是建立在足够快的处理速度基础上的，非实时处理则需要大容量的长时间存储空间。,4.1 信道估计概述,00:16,9,信道估计,均衡与干扰抑制是信道估计的两个重要问题对数字信号传输，发送和接收滤波器完成两个基本作用：噪声抑制，实现最大信噪比输出；波形成形，以消除判决时刻的符号间干扰ISI。实际情况：信道

6、特性未知；信道特性时变；信道中存在外部干扰；,4.1 信道估计概述,00:16,10,信道估计,要求接收滤波器完成：对未知的信道特性进行估计，并随着信道特性的变化进行自适应跟踪，在估计和跟踪的基础上，实现匹配滤波和波形成形一般是在传统的接收滤波器基础上加一个均衡器来完成；对信道中的外部干扰进行估计和消除，一般是在传统的接收滤波器基础上加一个自适应滤波器实现,4.1 信道估计概述,00:16,11,4.2 载波相位估计与载波同步,信号估计的基本准则最大后验概率（MAP）准则：信号参数被视为随机的具有某种先验概率分布最大似然估计（ML）准则：信号参数是未知的确定量如没有信号参数的先验信息，一般假设

7、先验概率分布为均匀分布，此时MAP和ML准则是等同的,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,12,最大似然估计,由于信号参数不是固定不变的,而是随着时间缓慢变化。为了跟踪和估计这种变化，需要从过去M个接收样点中估计出现在时刻的参数值，而不仅仅从当前接收样点估计当前的参数值。设符号间隔为T，则MT称为一个观测间隔，观测间隔表征了允许的延迟量，在反馈环估计器中，观测间隔反比于环路的带宽。,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,13,最大似然估计,考虑数字传输的第k个符号间隔kT,(k+1)T，并假设符号定时已求得，即令，接收信号可表示为式中 为具有数据调制的等效低通复包络；为未知相位（

8、假设在一个符号间隔内不变）；n(k)为复值高斯随机噪声 显然 是经正交下变频和匹配滤波 得到的采样值，其中 是符号脉冲波形,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,14,最大似然估计,假设符号具有偶数（2N）个星座，即 所有符号先验概率相等，且当 时，我们将基于过去M个间隔的接收信号值得到载波相位 的ML估计值。似然函数为由于假设各符号先验概率相等，可得对数似然函数：式中,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,15,最大似然估计,令 得到 的ML估计 的表达式：上式是高度非线性的，不可能得到 的解析解，但它提供了一种直接通过最得到大似然估计 的方法，可以通过一定条件下的近似计算或用锁

9、相环方法近似实现。,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,16,最大似然估计,得到 后，可用来对 进行相干检测判决。由 得到统计观测量 则可见，假设载波相位变化缓慢，即在观测间隔MT内保持不变，可利用过去M个接收样点估计出第kT时刻的相位，然后直接计算统计观测量，并进行相干判决。因此，最大似然判决本身并不需要构建一个环路来调整VCO的相位，适合于全数字化和软化实现。锁相环将这一过程简化为相位的一个迭代预测过程，即通过过去观测间隔的相位预测当前时刻的相位模拟环路为连续迭代，数字环路为离散迭代锁相环是ML估计的一种简化近似实现。,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,17,ML估计存在

10、两种近似实现方法,直接估计判决法：将接收信号在观测间隔内的M个值存储下来，计算出，然后进行最大似然判决。直接估计判决法中相位估计与相位误差消除、数据恢复均通过直接计算得到，可以全数字化实现。可直接估计，也可直接估计,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,18,ML估计存在两种近似实现方法,锁相环法：通过鉴相器或信号处理鉴别出相位误差，然后通过环路滤波器对过去M个时刻进行累计，来调整第kT时刻的VCO相位，VCO输出即为第kT时刻的相位估计。锁相环可以模拟实现，也可全数字实现，对于全数字实现，VCO一般为数字下变频中的NCO。在锁相环法中，相位误差的估计原理与直接估计法是一致的但在相位误差

11、的消除上与直接法不同，它需要驱动VCO来实现。,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,19,ML估计存在两种近似实现方法,直接估计判决法锁相环法无论那种方法，估计的均值、方差和跟踪性能都是衡量估计器性能好坏的重要指标。,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,20,直接计算中的判决辅助式计算法在利用过去M个接收值直接计算相位估计值时，由于过去M个时刻的数据已判决出来，在信噪比较高场合，可以认为这M个判决值是正确的，相当于过去M个接收信号中的数据符号是已知的，可用来对相位估计进行辅助，称为判决辅助式计算法。直接计算中的非判决辅助式计算法当信噪比较低时，过去M个时刻的判决值可能存在较多错

12、误，不能假设已知，此时称为非判决辅助式计算法,判决辅助式,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,21,判决辅助式锁相环估计法,当信噪比较大时，其中 为第mT时刻的符号判决值接收信号为 为载波相位，代表数据对相位的调制，为经采样判决的相对值（代表符号判决值），假设判决无误，将其引入反馈环，,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,22,判决辅助式锁相环估计法,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,23,A点信号可表示为B点信号可表示为在环路滤波器输入端C点的误差信号为上两式的相加该误差信号经环路滤波器去掉倍频项和大部分噪声后，去控VCO，使VCO的相位 趋近于接收信号的相位，当

13、时，误差信号为零，实现载波相位的锁定。,判决辅助式锁相环估计法,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,24,锁相环方法中的判决反馈环在锁相环方法中，若信噪比较高，也同样可将过去时刻的判决值引入反馈，称为判决反馈环。尽管直接估计判决法最符合软件无线电的思想，但由于它计算量大，只能在低速率通信场合实现，在高速率通信场合，全数字锁相环法仍然是一种有效的方法。,非判决辅助式,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,25,非判决辅助式,信噪比较低时，错误较多，一般不采用判决辅助式反馈环由于可对相位估计式进行估计。双边带载波抑制信号，常用锁相环有：平方环、costas环。,4.2 载波相位估计与

14、载波同步,00:16,26,数字调制ASK信号：有显然 在载频 处的频谱分量为零，无法跟踪其相位，若取 的平方，即由于调制是一个周期平稳随机过程，则显然 存在 的频谱分量，使锁相环的VCO跟踪 的频率和 相位，将VCO的输出二分频后作为相干解调的载波，这种锁相环称为平方环。,非判决辅助式,4.2 载波相位估计与载波同步,同相正交环法：比较常用的一种电路是同相正交环。又称科斯塔斯（COSTAS）环。,非判决辅助式同相正交环法,4.2载波相位估计与载波同步,设输入的已调信号为抑制载波的双边带信号，令它为,非判决辅助式同相正交环法,4.2载波相位估计与载波同步,经低通滤波器后的输出分别为,s(t)是

15、无直流分量的基带信号，将v5或v6直接环路滤波，不能为压控振荡器提供直流控制电压，所以同相正交环采取将V5与V6相乘的措施，其乘积为V7,当较小时,是压控振荡器输出信号与输人已调信号载波之间的相位误差,非判决辅助式同相正交环法,4.2载波相位估计与载波同步,s2(t)有直流分量，这样V7与相位误差成正比，用它去控制压控振荡器就能使它与输入信号的载频同步，所以压控振荡器输出的信号便是我们所需提取的相干载波。,同相正交环的主要优点：,两个乘法器的工作频率比平方环低一倍，环路锁定后，同相支路输出的v5就是解调所要得到的数字信号。因此，同相支路的乘法器兼有提取载波和相干解调的两种功能。,非判决辅助式同

16、相正交环法,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,31,非判决辅助式,平方环和Costas环均可推广应用到多相信号。由于Costas环便于全数字化实现，因此在全数字化锁相环中普遍采用Costas环。比较判决辅助式反馈环和非辅助式锁相环，在判决辅助式反馈环中，只要判决是正确的，则判决反馈部分已去除了噪声影响。,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,32,载波频偏估计,如果多普勒频移和振荡器不稳定使收发载波存在较大频偏时，相位迅速变化，不能保证在M个符号间隔内相位近似为定值，此时必须首先进行频率估计与跟踪。传统的模拟或数字接收机一般采用频率跟踪环来调整收端本地载波频率，即通过平衡正交相

17、关器或双滤波器频偏检测器，检测器输出电压的符号反映载波频偏的正负，其绝对值反映频偏的存在与否，但不能反映频偏的确切大小。只能用作反馈信号控制VCO的频率。在软件无线电中，倾向于用无反馈环和VCO的方法，本地载波振荡器独立振荡，不受控制，采用直接计算方式估计和消除载波频偏，此时需要精确估计载波频偏绝对量。,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,33,载波频偏估计,QAM调制中的一种载波频偏估计算法,4.2 载波相位估计与载波同步,00:16,34,4.3 符号定时估计与符号同步,符号定时估计是符号同步（码同步）的关键部分。符号定时同步也是基于最大似然估计，分为反馈环法和内插法两种。共同点:

18、都要对接收信号过去M个时刻的采样值进行计算，估计出符号定时误差。不同点:反馈环利用这一误差去控制A/D变换的采样时钟，使其在最佳时刻采样。而内插法A/D变换的时钟不受控制（独立振荡），而利用定时误差控制内插时刻，内插出最佳的采样值。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,35,判决辅助式和非判决辅助式,定时估计同样分为判决辅助式和非判决辅助式两种判决辅助式必然要求进行相位估计非判决辅助式可以独立于相位估计在软件无线电中，往往先进行符号定时估计，后进行载波相位估计，此时符号定时估计要采用非判决辅助式。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,36,最大似然估计,考虑基带ASK信号，在一

19、个观测间隔MT内，接收信号可表示为其中的 为数据符号；为基带脉冲波形，满足奈奎斯特准则；为待估计的延迟；为加性高斯白噪声，其双边带功率谱密度为。则似然函数可写出，简化并删除其中不依赖于 的项，可得其中 表示与脉冲波形匹配的滤波器 在 的输出。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,37,最大似然估计,设数据符号为均匀分布，可得对数似然函数为：为求 的最大似然估计，对上式求偏导并令其为零，得 求得 的最大似然估计。该式高度非线性，只能通过一定条件下的近似实现。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,38,锁相环法,闭环最大似然符号同步器信噪比较高时，此时sgn(x)相当于判决器。因此

20、可演化为判决辅助式反馈环。当信噪比较小时，此时没有数据判决，属于无数据辅助式反馈环。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,39,超前滞后符号同步器法,此时对数似然函数变为对对数似然函数求偏导并可据此构建超前滞后符号同步器;,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,40,直接计算估计法(Gardner算法）,假设每个符号间隔采样两个样本，一个样本对应数据判决选通时刻，另一个样本对应连歌两个选通时刻的中间。前者的同相、正交分量为I(k)、Q(k)，后者的同相、正交分量为I(k-1/2)、Q(k-1/2)。用 代表定时误差，其估计算法为,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,41,

21、直接计算估计法,设下变频后的低通复信号为，则I(k)、Q(k)分别可写为可得可看出，该估计算法与载波相位无关，可以先于载波相位估计进行定时估计。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,42,内插法符号同步,在符号同步的控制方法中，采样时钟由反馈环控制，即用定时误差信号控制压控时钟（VCC），当环路锁定时可保证在接收信号的最佳采样点采样。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,43,内插法符号同步,在非反馈环符号同步中，由于采用独立振荡、固定频率的时钟进行采样，当采样时钟与数据符号不同步时，得到的信号采样不是最佳时刻的采样值，必须在非同步的采样点之间进行插值，以得到最佳时刻的信号采样

22、点值，故非反馈环符号同步又称内插法符号同步。其原理是：将输入信号采样值r(mTs)送入插值器，Ts为输入采样的采样间隔，插值根据已估计出的定时误差进行插值滤波，r(kTi+tTi)得到的近似值y(kTi+Ti),Ti为插值器输出的采样间隔。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,44,内插法符号同步,理论上讲，采用插值法可以精确得到任意时刻的值，即：理想插值器为无限长度插值，实际上是不可能的，只能采用有限长度的插值器。设 为整数，为小数，满足式中，表示最佳采样时刻。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,45,内插法符号同步,一般情况下，而且他们之间不具有整数倍关系，因此由此，、随

23、着采样点和估计误差的变换而变化，故必须实时计算，根据以上关系我们有式中 表示插值滤波器的 个抽头系数，显然插值滤波器是一个时变滤波器，其冲激响应是 的函数。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,46,载波相位和符号定时联合估计,接收信号的正确解调必须以获得载波同步和符号同步为前提，两者可同时独立进行，也可联合进行。对于未知的符号、未知的定时、未知的载波相位，若要进行三者联合最大似然估计，需使用三维搜索，实现非常复杂。较为实际的实现步骤是：采用与载波相位和数据符号无关的定时估计算法，首先实现符号同步，在此基础上完成载波相位估计，然后进行最大似然判决，判决出发送的数据符号。对于定时误差估计

24、值和载波相位误差估计值可采用卡尔曼滤波来减小估计误差。,4.3 符号定时估计与符号同步,00:16,47,全数字化接收机的一种实现结构,00:16,48,4.4 信道特性估计与干扰抑制,4.4信道特性估计与干扰抑制,以数字信号的低通复包络，即基带模型进行讨论以整个传输通道可视为3个滤波器，对于线性调制，发送信号可采用通用形式，式中，是符号序列，可能是实值的（如ASK），也可能是复值的（如PSK、QAM），经信道滤波后，接收信号可写为式中，假设接收滤波器为匹配滤波器，其冲激相应为，频率响应为,00:16,49,4.4 信道特性估计与干扰抑制,则 式中 在 时刻的采样值为 式中的第二项为符号间干扰

25、(ISI)。判决时刻无符号间干扰的条件是称为奈奎斯特成型准则。,4.4信道特性估计与干扰抑制,00:16,50,4.4 信道特性估计与干扰抑制,设 为 的傅立叶变换，可以得到上式的充要条件为满足上述条件的波形有无穷多种，常见讨论的有矩形频谱信号（不可实现）和升余弦滚降信号。对于信道特性，可用传输信道的传输函数 和群时延特性 来表征。若满足，则称为理想带限信道（无失真带限信道）。,4.4信道特性估计与干扰抑制,00:16,51,4.4 信道特性估计与干扰抑制,对于理想信道，设 为期望响应，如升余弦响应，则 若 与 匹配，即 则 式中 为传输延时。对于非理想信道，假设 已知，则满足无ISI准则和最

26、大SNR准则的条件为且有,4.4信道特性估计与干扰抑制,00:16,52,4.5 均衡技术(Equalization),在信道特性C()确知条件下，可以设计接收和发送滤波器以达到消除码间串扰和尽量减小噪声影响的目的。,4.5信道均衡技术,00:16,53,一、传输无失真条件,4.5 均衡技术,00:16,54,无失真传输系统,4.5 均衡技术,00:16,55,实际的信道特性既不可能被完全知道,也不可能保持恒定不变。实际的发送和接收滤波器也不可能理想的完全满足理想低通或等效理想低通特性。当串扰严重时，必须对系统的H()进行校正，使其接近无码间串扰要求的特性。,实际的数据传输系统总存在码间干扰:

27、,4.5 均衡技术,00:16,56,二、均衡的一般概念,1、均衡：对系统中的线性失真进行校正的过程称为均衡。,2、线性失真 包括以下两个方面：（1）振幅频率失真(衰减失真)（2）相位失真(群迟延失真),4.5 均衡技术,00:16,57,3、线性失真的影响 引起波形的畸变从而产生码间干扰。,4、均衡原理,在基带系统中插入一种可调(或不可调)滤波器可以校正或补偿系统特性，减小码间串扰的影响，这种起补偿作用的滤波器称为均衡器。,4.5 均衡技术,00:16,58,总传输特性,4.5 均衡技术,00:16,59,三、均衡的基本思想,均衡方法1：均衡后除-t0/2,t0/2外其余时刻信号均为0。(理

28、想系统),均衡方法2：均衡后使ykTB时刻信号为0,4.5 均衡技术,00:16,60,原信号,+,均衡信号,合成后,方法1:除t时刻外其余时刻信号均为0）,4.5 均衡技术,00:16,61,原信号,+,均衡信号,合成后,方法2：均衡后使ykTB时刻信号为0,4.5 均衡技术,00:16,62,H()产生输出y(t),4.5 均衡技术,00:16,63,四、均衡方法：,时域均衡 不是为了获得平坦的幅频特性和群迟延特性，主要目的是消除判决时刻的码间干扰。,频域均衡 利用幅度均衡器和相位均衡器来补偿传输系统的幅频和相频特性的不理想性，以达到所要求的理想形成波形，从而消除符号间干扰，是以保持形成波

29、形的不失真为出发点的。,4.5 均衡技术,00:16,64,频域均衡器原理图,4.5.1 频域均衡原理,00:16,65,频域均衡在信道特性不变，且在传输低速数据时是适用的。,频域均衡器特性,4.5.1 频域均衡原理,00:16,66,时域均衡是利用均衡器产生的时间波形去直接校正已畸变的波形，使包括均衡器在内的整个系统的冲激响应满足无码间串扰条件。,4.5.2 时域均衡原理,00:16,67,总传输特性,一、时域均衡模型,4.5.2 时域均衡原理,00:16,68,时域均衡的常用方法是在基带信号接收滤波器 之后插入一个横向滤波器，它由一条带抽头的延时线构成。抽头间隔等于码元周期，每个抽头的延时

30、信号经加权后送入一个相加电路后输出。每个抽头的加权系数是可调的。,二、时域均衡的基本原理,4.5.2 时域均衡原理,00:16,69,横向滤波器(Linear Transversal Filter),1、横向滤波器的基本结构,4.5.2 时域均衡原理,00:16,70,TB 表示一个满足无畸变条件的迟延线，且等于码元间隔，即在整个频率轴上的传递函数为一常数。表示一个增益或衰减元件，从C-N 到CN 有(2N+1)个，每个这样的元件就叫做一个抽头，每个抽头的增益或衰减可以根据需要进行调节。来自2N+1个抽头的信号相加之后输出为y(t)。,4.5.2 时域均衡原理,00:16,71,2、横向滤波器

31、的传输特性,x(t)为输入信号的波形，且 x(t)X()y(t)为输出信号的波形，且 y(t)Y()x(t)经过第一个抽头C-N 时,幅度频谱变为X()C-N x(t)经过第二个抽头C-N+1，再经过一个迟延TB时，幅度频谱变为X()C-N+1 e-jTB.抽头系数与输出信号频谱的变化有下页表所示的关系。,4.5.2 时域均衡原理,00:16,72,表 抽头带来的频谱的变化,4.5.2 时域均衡原理,00:16,73,输出信号的频谱为:,横向滤波器的横向传递函数为：,4.5.2 时域均衡原理,00:16,74,由此可见，E()被2N+1个ci确定,不同的ci对应于不同的E()。,是一个固定的延

32、迟项，将它分离，则传递函数为：,4.5.2 时域均衡原理,00:16,75,若e(t)为均衡器的冲激响应函数，则有：,4.5.2 时域均衡原理,00:16,76,3、时域均衡的目标,调整各增益加权系数Ci，使得除k=0 外y(t)在奈氏各取样点上的值均为零，即这就消除了码间干扰。,4.5.2 时域均衡原理,00:16,77,横向滤波器的输出y(t):,4.5.2 时域均衡原理,00:16,78,对y(t)抽样，在取样时刻kTB+t0就有:,均衡器在第k个抽样时可得到的值yk由2N+1个Ci与xk-i乘积之和来确定。,4.5.2 时域均衡原理,00:16,79,调整各增益加权系数Ci，使得除k=

33、0 外y(t)在奈氏各取样点上的值均为零，即,这就消除了码间干扰,4.5.2 时域均衡原理,00:16,80,其中除y0以外的所有yk都属于波形失真引起的码间串扰。当输入波形x(t)给定，即各种可能的xk-i确定时，通过调整Ci使指定的yk等于零是容易办到的，但同时要求所有的yk(除k0外)都等于零却是一件很难的事。如图a,4.5.2 时域均衡原理,00:16,81,设x(t)为输入信号，即接收滤波器的输出,是被均衡的对象,且不附加噪声,如图(b)所示。,y(t)为时域均衡器的输出信号，如图(c)所示。,4.5.2 时域均衡原理,00:16,82,图 有限长横向滤波器及其输入、输出单脉冲响应波

34、形,y,(,t,),00:16,83,利用有限长横向滤波器减小码间串扰是可能的，但完全消除是不可能的，总会存在一定的码间串扰。我们需要讨论在抽头数有限情况下，如何反映这些码间串扰的大小,如何调整抽头系数以获得最佳的均衡效果。,4.5.2 时域均衡原理,00:16,84,只有横向滤波器 N时，才能完全消除码间干扰。响应波形 y(t)一般总是随着 t的增加迅速衰减。当横向滤波器的抽头数2 N+1足够大时，码间干扰有可能足够小而不影响判决的可靠性。用时域均衡来消除一定范围内的码间干扰，关键是如何选择各抽头的增益加权系数Ci。,小结,4.5.2 时域均衡原理,00:16,85,在抽头数有限情况下，均衡

35、器不能完全消除码间干扰，输出将有剩余失真。,衡量均衡效果的两个准则：峰值失真准则 均方失真准则,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,86,式中,1、峰值失真准则定义,一、峰值失真准则,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,87,所有抽样时刻码间干扰绝对值之和与k=0 时刻抽样值之比。码间干扰绝对值之和反映了实际信息传输中某抽样时刻所受前后码元干扰的最大可能值即峰值。对于无码间干扰的冲激响应来说，D=0。以峰值畸变为准则时，选择抽头系数的原则应当是使均衡后的冲激响应的D最小。,2、峰值畸变的物理意义,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,88,均方失真准则定义：,按这两个准则来确定均衡器

36、的抽头系数均可使失真最小，获得最佳的均衡效果。,2越小,均衡效果越好。,二、均方失真准则,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,89,迫零调整：在峰值畸变准则意义下，时域均衡器的工作原理。,设未均衡前的输入峰值失真为D0,令x0=1,三、迫零调整,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,90,为方便，将样值yk也归一化，且令y0=1，有:,00:16,91,得,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,92,经推导可得,可见，在输入序列xk给定的情况下，峰值畸变D是各抽头增益Ci(除C0外)的函数。显然，求解使D最小的Ci是我们所关心的。,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,93,2N+1

37、个联立方程的解,所求的各抽头系数Ci应该是,迫 零 调 整,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,94,写成矩阵形式，有,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,95,在输入序列xk给定时，如果按式3.10-6方程组调整或设计各抽头系数Ci，可迫使y0前后各有N个取样点上的零值。这种调整叫做“迫零”调整，所设计的均衡器称为“迫零”均衡器。,它能保证在D01（这个条件等效于在均衡之前有一个睁开的眼图，即码间串扰不足以严重到闭合眼图）时，调整出C0外的2N个抽头增益，并迫使y0前后各有N个取样点上无码间串扰，此时D取最小值，均衡效果达到最佳。,4.5.3 均衡效果的衡量,00:16,96,均衡器

38、按照调整方式，可分为：手动均衡器 自动均衡器 预置式均衡器 自适应均衡器均衡器的判决反馈结构（DFE）,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,97,预置式均衡是在实际数据传输之前，发送一种预先规定的测试脉冲序列,如频率很低的周期脉冲序列，然后按照“迫零”调整原理，根据测试脉冲得到的样值序列xk自动或手动调整各抽头系数，直至误差小于某一允许范围。调整好后，再传送数据，在数据传输过程中不再调整。,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,98,自适应均衡可在数据传输过程根据某种算法不断调整抽头系数，因而能适应信道的随机变化。,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,99,1.预置式均衡器,输

39、入端每隔一段时间送入一个来自发端的测试单脉冲，当该波形每隔T秒一次输入时，在输出端就获得了各样值yk（k=-N,.N-1,N)的波形。若得到某一yk为正极性时，则相应的抽头ck应下降一个适当的增益；若得到某一yk为负极性时，则相应的抽头ck应增加一个适当的增益。,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,100,单脉冲：系统在单位冲激脉冲激励下接收滤波器的输出波形（不包括噪声）。,精度与增量的选择和允许调整时间有关。愈小，精度就愈高，但需要的调整时间就愈长。,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,101,预置式自动均衡器的原理方框图,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,102,自适应均衡与预置式均衡一样，都是通过调整横向滤波器的抽头增益来实现均衡的。但自适应均衡器不再利用专门的测试单脉冲进行误差的调整，而是在传输数据期间借助信号本身来调整增益，从而实现自动均衡的目的。,2.自适应均衡器,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,103,自适应均衡器示例,4.5.4 时域均衡器的实现,00:16,104,经典的自适应均衡器算法：,迫零算法(ZF)随机梯度算法(LMS)递推最小二乘算法(RLS)卡尔曼算法等。,4.5.4 时域均衡器的实现,