毕业设计论文1.doc

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1、摘 要本文设计了一个三路输出的开关电源系统,首先将开关电源与线性电源进行对比，总结了开关电源的优点,并对其当前的发展以及在发展中存在的问题进行了描述，然后在对开关电源的整体结构进行了介绍的基础上，对开关电源的主回路和控制回路进行设计：在主回路中整流电路采用单相桥式、功率转换电路采用单端正激功率转换电路、采用增加副边绕组的方法实现多路输出，其中功率转换电路（DC/DC变换器）是开关电源的核心部分，对此部分进行了重点设计；控制电路采用PWM控制，控制器采用开关电源集成控制器GW1524、设计了过压保护电路、电压检测电路和电流检测电路，对各个部分的参数进行了计算并进行了元器件的选型。【关键词】DC/

2、DC变换器、PWM控制、整流、滤波。AbstractIn this paper,I designed a switch power supply system with three outputs: Compare the switch power with linear power at first , has summarized the advantage of the switch power ,have described its present development and there are natural questions in development. On the ba

3、sis of the thing that the whole structure to the switch power has made an introduction, to the main return circuit and controlling the return circuit to design of the switch power: The rectification circuit adopts the single-phase bridge type in the main return circuit, the power changes the circuit

4、 and adopts and defies the power to change the circuit , realize by increasing the winding of one pair of sides single and well that many ways are exported, it is a key part of the switch power supply that the power changes circuit (DC/DC transformer ), have designed this part especially ; The contr

5、ol circuit adopts PWM to control, the controller adopts the switch power integrated controller GW1524, design the circuit to measure voltage and the circuit to el measure ectric current, selecting type of calculating and carrying on the components and parts the parameter of each part. Keyword ：DC/DC

6、 transformer , PWM control , rectification , straining waves. 目 录1 概述11.1开关电源的基本原理11.2开关电源与线性电源的比较21.3开关电源的发展与应用21.4 开关电源当前存在的问题32 整流电路的设计52.1整流电路的选择52.1.1单相半波整流电路62.1.2单相桥式整流电路72.2 防止电流冲击的设计72.3 参数计算以及元器件的选型82.3.1整流管参数计算92.3.2 变压器参数92.3.3 电容参数计算103 DC/DC变换器的设计113.1控制方式的选择113.2 功率转换电路的选择123.2.1 推挽式功

7、率转换电路123.2.2 全桥式功率转换电路133.2.3 半桥式功率转换电路133.2.4 正向激励功率转换电路143.2.5 反向激励功率转换电路153.3单端正激变换器的设计153.3.1工作原理163.3.2能量再生线圈P2的工作原理173.3.3 多路输出的设计173.3.4 变压器设计173.3.5电感的参数计算193.3.6 二极管和电容器的选择213.3.7 开关管的选择214 控制电路的设计234.1控制模式的选择234.1.1电压模式控制234.1.2平均电流模式控制244.1.3 峰值电流模式控制254.1.4滞环电流模式控制264.1.5相加模式控制274.2 开关电源

8、集成控制器274.2.1 GWl524的特点284.2.2 1524 的极限使用值和主要电性能284.2.3 GW1524的内部结构284.2.4 GW1524工作过程314.3电压检测电路324.4电流检测电路334.4.1电阻检测334.4.2电流互感器检测344.5 启动和集成电路供电电路设计354.6 保护电路的设计365 结论及设想38致谢39参考文献40附录1：开关电源原理图41附录2：元器件清单421 概述电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测

9、设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。1.1开关电源的基本原理开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比调整输出电压，开关电源的基本构成如图1-1所示，DC-DC变换器是进行功率变换的器件，是开关电源的核心部件，此外还有启动电路、过流与过压保护电路、噪声滤波器等组成部分。反馈回路检测其输出电压，并与基准电压比较，其误差通过误差放大器进行放大，控制脉宽调制电路，再经过驱动电路控制半导体开关的通断时间，从而调整输出电压。其结构图如图1-1所示。DC/DC变换器V1 V0取样 比较放大参考电压PWM驱动器 图1-1

10、 开关电源结构图1.2开关电源与线性电源的比较线性电源的原理图如图1-2所示：是先将交流电经过变压器变压，再经过整流电路整流滤波得到未稳定的直流电压，要达到高精度的直流电压，必须经过电压反馈调整输出电压。它的缺点是需要庞大而笨重的变压器，所需的滤波电容的体积和重量也相当大，而且电压反馈电路是工作在线性状态，调整管上有一定的电压降，在输出较大工作电流时，致使调整管的功耗太大，转换效率低，还要安装很大的散热片。这种电源不适合计算机等设备的需要，将逐步被开关电源所取代。图1-2 线性电源的原理图开关电源的原理图如图1-3所示：是将交流电先整流成直流电，在将直流逆变成交流电，在整流输出成所需要的直流电

11、压。图1-3 开关电源的原理图开关电源和线性电源相比，具有以下优点：体积小、重量轻（体积和重量只有线性电源的30%）、效率高（一般为70%而线性电源只有40%）、自身抗干扰性强、输出电压范围宽、模块化等优点。但也存在一些缺点：由于逆变电路中会产生高频电压，对周围设备有一定的干扰，需要良好的屏蔽及接地。1.3开关电源的发展与应用当前,开关电源新技术产品正在向以下“四化”的方向发展:应用技术的高频化;硬件结构的模块化;软件控制的数字化;产品性能的绿色化。由此,新一代开关电源产品的技术含量大大提高,使之更加可靠、成熟、经济、实用。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入

12、更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。近年,有些公司把开关器件的驱动保护电路也装到功率模块中去,构成了“智能化”功率模块(IPM),这样缩小了整机的体积,方便了整机设计和制造。为了提高系统的可靠性,有些制造商开发了“用户专用”功率模块(ASPM),它把一台整机的几乎所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中,使元器件间不再有传统的引线相连,这样的模块经过严格、合理的、热、电、机械方面的设计,达到优化完善的境地。 开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳定电源,它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子

13、设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。而当我们把开关电源的研究扩大到可调高电压、大电流时,以及将研究新技术应用于DC/AC变换器,即开拓了大功率应用领域,又使开关电源的应用范围扩大到了从发电厂设备至家用电器的所有应用电力、电子技术的电气工程领域。作为节能、节材、自动化、智能化、机电一体化的基础的开关电源,它的产品展现了广阔的市场前景。例如,发电厂的贮能发电设备、直流输电系统、动态无功补偿、机车牵引、交直流电机传动、不停电电源、汽车电子化、开关电源、中高频感应加热设备以及电视、通讯、办公自动化设备等。1.4 开关电源当前存在的问题当我们对该技术进行深入研究后却发现它仍然存在着一

14、些问题需要解决，而且有的问题还带有全局性：采用定频调宽的控制方式来设计电源，都以输出功率最大时所需的续流时间为依据来预留开关截止时间的，则负载所需的功率小于电源的最大输出功率时就必然造成了工作电流的不连续；“反峰电压”是开关导通期间存入高频变压器的励磁能量在开关关断时的一种表现，而励磁能量只能在、也必须在开关关断后的截止期间处理掉，既能高效处理励磁能量又能有效限制反峰电压的办法是存在的，那就是要及时地为励磁能量提供一个“低阻抗通道”，并且为励磁能量的通过提供一段时间，但 “单调”控制方法不具备这一条件；高频变压器的磁通复位问题；传统的电流取样方法是在功率回路中串联电阻，效率不高，这个问题向来是

15、电源技术，尤其是以小体积、高功率密度见长的开关电源技术发展的“瓶颈”；高频开关电源的并联同步输出问题。以上的问题看似彼此独立，其实它们之间存在着一定的关联性解决这些问题，也许还是一条艰难而漫长的路。 2 整流电路的设计整流是将交流电变成脉动直流电的过程。电源变压器输出的交流电经整流电路得到一个大小变化但方向不变的脉动直流电。整流电路是由具有单向导电性的元件例如二极管、晶间管等整流元件组成的。2.1整流电路的选择单相整流电路有两种：电容输入型电路和扼流圈输入型电路电容输入型的基本电路如图2-1：（a）为半波整流电路（b）为中间抽头的全波整流电路（c）桥式整流电路（d）倍压整流电路。图2-1 电容

16、输入型的基本电路图2-2为扼流圈输入型基本电路，用于负载电流I0较大的电路，扼流圈L的作用是抑制尖峰电流。两种基本电路的比较如下：(1)开关电源多采用脉宽调制方式，空载时开关晶体管的导通时间非常短。其导通时间随开关电源的设计方法不同而异，也有采用控制开关晶体管电路的延时进行的间歇开关工作，这时，若采用扼流圈输入型整流电路，接近空载时，扼流固变为临界值，逆流电路由扼梳阂输入型变为业为电容输入型。为此，从满载到空载变动时，整流输出电压变动较大，空载时有可能进入间歇开关领域。(2)开关电源的特点是效率高而体积小，若使用扼流圈时，为提高负载调整率需要接入扼流圈以及阻尼电阻。(3) 扼流圈可能与次级侧滤

17、波回路产生谐振。因此，开关电源的输入整流电路采用电容输入型。图2-2 扼流圈输入型基本电路2.1.1单相半波整流电路单相半波整流电路是最简单的整流电路如图2-3，仅利用一个二极管来实现整流功能。单相半波整流电路的输出电压平均值为：（为变压器副边输出电压的有效值）图2-3 单相半波整流电路2.1.2单相桥式整流电路单相半波整流电路的缺点是只利用了电源的半个周期，输出电流较小，同时整流电压的脉动较大。全波整流电路可以克服这些缺点，其中最常用的是单相桥式整流电路，它是由四个二极管接成电桥的形式构成的。可以看到，四个二极管分为两组，正负半周轮流导通，但负载上电流方向不变，此即为全波整流。图2-4 单相

18、桥式整流电路单相桥式整流电压的平均值为：（为变压器副边输出电压的有效值）,比半波整流输出电压高。因此，整流电路选用单相桥式整流电路。2.2 防止电流冲击的设计开关电源输入大多为电容输入型，当电源刚接通时，就会有非常大的对电容充电的冲击电流。例如，线路阻抗若为0.5输入交流100V电压，若在其峰值时开关接通，则冲击电流就达282A 。如此大的冲击电流可能会损坏输入保险丝、整流二极管和电容等。防止冲击电流的最简单方法是在线路个接入一只电阻。如图2-5(a)所示，但平常电阻有损耗，这种方法适用小功率开关电源 图2-5(b)和(c)也是采用电阻。但与电阻并联一只开关(继电器触点和晶闸管)，电源接通时，

19、开关断开，电阻防止冲击电流，正常工作时，与电阻并联的开关接通。把电阻短路，减小了电阻损耗。这种方法适用于中等容量的开关电源。图2-5(d)是采用热敏电阻的方法、热敏电阻RH的阻值随温度增加而减小，防止了冲击电流，平时损耗又小。本设计欲采用串热敏电阻的方法。图2-5 防止电流冲击的方法 本设计的整流电路如图2-6：图2-6 整流电路图2.3 参数计算以及元器件的选型由于开关电源系统三路输出分别为：15V，4A；12V，3A；5V，2A，则输出功率如果考虑变压器的效率80%，则整流电路的输出功率应为：则可以设定整流电路输入电压，输出电压100V、电流1.5A。2.3.1整流管参数计算整流输出电压为

20、Vs=100V，则变压器次级电压：考虑到变压器二次侧及管子的压降，变压器二次侧电压大约需要提高10%，则：二极管的最大反向电压：二极管平均电流：可选用1N4003/A（代用型号ZCI11B）整流二极管，最高反向工作电压为200V,额定工作电流为1A。 2.3.2 变压器参数则变压器变比为：变压器二次侧电流有效值：变压器的容量为：如果考虑变压器的效率=80%则2.3.3 电容参数计算整流电路负载RL=U0/I0=100V/1.5A=66.7 在工程中，一般取由于 则选用、耐压为150V的极性电解电容。3 DC/DC变换器的设计 DC/DC变换器进行功率变换，是采用功率半导体器件作为开关元件，通过

21、周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压，将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波，它是开关电源的核心部分，开关电源DC/DC变换器有多种电路方式，常有的有工作波形为方波的脉宽调制（PWM）变换器以及工作波形为正弦波的谐振变换器。基本工作原理如图3-1所示。图3-1 DC/DC变换器的基本原理图它是一种控制开关S通/断时间的比例，用电抗器与电容器蓄积能量的元件。对续流的波形进行平滑处理，从而更有效地调整功率流的电路。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式TS不变，改变ton（通用），二是频率调制方式，ton不变，改变TS（易产生干扰）。DC/DC变换器按输入输出的隔离方

22、式分有隔离方式与非隔离方式；按开关的控制方式分有自励式和它励式，以及脉宽调制、脉频调制与幅度调制等多种方式。3.1控制方式的选择对于TRC变换器，有两种工作方式：一种是保持开关工作周期不变，控制开关导通时间Ton冲宽度调制（PWM）方式，二是保持导通时间Ton，改变开关工作周期T的脉冲频率调制方式（PFM）。脉冲宽度调制（PWM）变换器就是通过重复通断开关方式把一种直流电压（电流）变换为高频方波电压（电流），再经过整流平滑后变为另一种直流电压输出。PWM变换器由功率开关管、整流二极管及滤波电路等元件组成。对PWM变换器，加在开关管S两端的电压us通过S的电流is近似为方波，如图3-3所示图3-

23、2 PWM变换器的工作波形占空比D定义为： （31）3.2 功率转换电路的选择PWM型稳压电源功率转换电路有挽推、全桥、半桥以及单端反激、单端正激等。3.2.1 推挽式功率转换电路控制开关晶体管VT1和VT2的基极，VT1和VT2以PWM方式激励而交替通晰，将输入直流电压变换成高频方波交流电压。当VT1导通时，输入电源电压VI通过VT1加到高频变压器T1的初级绕组Nl，由于T1具有两个匝数相等主绕组N1故在VT1导通时，在截止晶体管VT2上将加有两倍的电源电压2VI。当基极激励信号消失时，一对开关晶体管均截止，其集电极施加电压均均为2VI。当下半个周期，VT2激励导通，VT1截止，基极激励信号

24、消失，一对开关晶体管又都均截止，VCE1和VCE2均为VI。下一个周期五复上述过程。在品体管导通过程中，集电极电流除负载电流成分外，还包含有输出电容器的充电电流和高频变压器的励磁电流，它们均随导通脉冲宽度的增加而线性上升。在开关的暂态过程中，由于高频变压器次级侧开关整流二极管反向恢复时间内所造成的短路以及为了抑制集电极电压尖峰而设置的RC吸收网络的作用，当开关管导通时，将会有尖峰冲击电流；在关断瞬间，由于高频变压器漏感的作用，在集电极会产生电压尖峰。推挽式转换电路的输出电压V02NDVI，式中，N为变压器的匝比，D为晶体管的占空比，其优点是：转换效率高；经济实用；变压器的利用率高；输入输出间隔

25、离；晶体管加相同电压，控制电路直接对其激励，不需要驱动变压器。不足之处是：需要一对开关晶体管；晶体管的耐压需要是输入电压的2倍；直流分量加到变压器上，使其磁心易饱和。3.2.2 全桥式功率转换电路工作原理是：当一组开关晶体管（例如VT1、VT4）)寻通时，截止晶体管(VT2、VT3)上加的电压即为输入电压VI。当所有的晶体管截止时，同臂上的两只开关晶体管共同承受输入电压即VI/2。由高频变压器漏感引起的电压尖峰，当其超过输入电压时，反向并接在开关晶体管的集射之间的告诉续流二极管便导通，集电极电压被钳位在输入电压上。由此可见，全桥式电路开关晶体管稳态时其最高加的电压即为输入电压，暂态过程的尖峰电

26、压亦被钳位在VI，比推挽式电路低一半，晶体管可选用耐压低的元件；而且，钳位二极管将漏感储能量馈送给输入电源，有利于提高效率，并可获得大功率输出，可大于750W。缺点是：使用4只开关晶体管，需要4组彼此隔离的基极驱动电路，电路复杂，元器件多。3.2.3 半桥式功率转换电路工作原理简介如下：当一对开关晶体管管截止时，若电容C01和C02的容量相等而且电路对称，则电容中点A的电压为输入电压的半，即为VC01=VC02=VI/2。当VT1被激励导通时，电容C01将通过VT1，和变压器T1的初级绕组N1放电，同时，电容C02则通过输入电源、VT1和VI的初级绕组Nl充电、中点A的电位在充放电过程中将按指

27、数规律下降。在VTl导通终了时，VA将下降至VI/2VI；接着是一对晶体管都截止的期间，此时，VCE1=VC01，VCE2=VC02都接近输入电源电压的一半；当VT2激励导通时，电容C01将被充电，电容C02将放电，中点A电位在VT2导通终了时将增至VI/2+VI，即中点A的电位在开关过程中将在VI/2的电位上以VI的幅度作指数变化。当一个晶体管导通时，截止晶体管上加的电压约为等于输入电压，晶体管由导通转为截止的过程中，漏感引起的尖峰电压被二极管钳位，因此，开关管上承受的最高电压不超过电源电压。而且，晶体管的数量只是全桥式的一半，这是其优点。但要得全桥和推挽式电路相同的输出功率，开关晶体管必须

28、流经两倍的电流，因此，一般适宜获得中等功率输出。然而半桥式电路具有抗不平衡能力。为此，获得其广泛应用。3.2.4 正向激励功率转换电路 加在变压器上电压是振幅等于输入电压VI，宽度为开关导通时间TON冲波形。变压器次级侧电压经过极管整流变为直流。正激变换器的优点：(1)正激变换器的铜损较低。因为使用无气隙的铁芯，电感值较高，原边与副边的峰值电流较小。因此，铜损较小。在多数情况下，减小程度不足以允许使用小一级尺寸的铁芯，但会使变压器的温度稍为降低一些。(2)副边纹波电流明显衰减。因为，在一定输出负载时，输出电感器和续流二极管的存在使得储能电容电流保持在较小的数值上。正激变换器的能量储存于输出电感

29、器是有利于负载的，储能电容可以取得很小，因它只用来协助降低输出纹波电压。而且相对反激变换器而言，电容上通过纹波电流定额值要求小一些。(3)如果加假负载，则效率会在同等功率输出下，正激变换器集电极峰值电流小得多，开关管Tr的峰值电流较低。理由同(1)。(4)因为纹被电流小，纹被电压小。3.2.5 反向激励功率转换电路工作原理简介如下：在晶体管VT1导通期间，变压器T1的初级绕组N1中电流线性增长(VI=Ldi/dt )，绕组电感中存储能量(12Li2)，此时，T1的次级侧的二极管VD1阻断电流流通；在晶体管VT1截止期间，电感中存储的能量通过二极管VD1释放给负载：反激变换器虽然不需要电感，但有

30、开关管(包括原边和副边绕组)和滤波电容纹波电流大的不足；缺点是晶体管的尖峰电流较大，需要较大的滤波电容等。此电路适用于输出功率为200W的电源。3.3单端正激变换器的设计单端正激变换器主回路如图3-4所示。它是在Buck电路的开关S与续流二极管D之间加入单端变压隔离器而得到的。图3-3 单端正激变换电路原理图由于正激式变换器的隔离元件T1纯粹是个变压器，因此在输出端需附加一个电感器L作为能量的储藏及传送元件。电路中必有一个续流二极管，同时也要注意到变压器原边和副边线圈具有相同的同铭端。由于是正激工作方式，副边有电感器，折算至原边电感量较大。一般电感量越大越好，使得IP较小。变压器T1的另一个绕

31、组P2与二极管Dl串联后接至Vs。这个绕组主要起去磁复位的作用。3.3.1工作原理在Tr导通时，在原边绕组接向电源Vs，同一时间内，副边绕组把能量传递到输出端。当Tr关断时，续流二极管D3和储能元件L构成放能的回路，继续对负载电阻R0供能。 当晶体管TT导通时，设副边电压为Vs，则电感L内的电流将直线增加，如下式所示： （3-2）当晶体管Tr关断时，由于反激作用，电感上电压反向，D3导通，构成续流回路，而电感上的电压等于输出电压Vo(忽略二极管压降)，L上电流iL的衰减由下式定义： （3-3）由上式可知，电感L的大小，只是影响diL/dt, 或者说，影响电流的峰峰值。电流平均值应与输出电流I0

32、相等。正激变换器输出电压的大小取决于变压器的匝比和晶体管Tr的导通占空比导通时间与周期的比，即导通占空比： （3-4）式中副边与原边的匝比导通时间与周期的比，即导通占空比原边绕组施加的电源电压（V）。当输入电压及占空比固定时，输出电压与负载电流无关。因此，这个电路结构提供了特有的低输出阻抗的特点。3.3.2能量再生线圈P2的工作原理在Tr导通时，变压器接受的能量除磁化电流外都传递到输出端。在Tr关断，反激作用期间，输出二极管Dl反偏而不可能有钳位作用或能量泄放的回路。磁化能量将引起较大反压加在Tr的集一射极之间。为防止高反压的出现，设置“能量再生线圈”P2，经二极管D1，使储存的能量运送回电源

33、VS中。只要有的关系，D3上流过电流时，Tr上承受的集射极电压为2Vs。为了避免在P1和P2间存在的漏电感过大和因此产生的在晶体管集电极的电压过高，一般采用原边绕组P1与能量再生线圈P2双线并绕的方法。3.3.3 多路输出的设计只要增加变压器的副绕组、电感器和二极管就可以得到多路直流电压输出。每个绕组将遵循正、反向伏秒值相等的原则。倘若负载在合理范围变化时,如果主输出电压不变，辅助输出也将不变。若某一输出负载降到电感临界电流以下，这线路的输出电压将上升。最后，在负载为零时它将等于变压器副边峰值电压。由于正激变换器负载电流低于临界电流时输出电压升高，因此，应使最小负载电流仍在电感临界电流值之上。

34、若有负载为的情况时，则只能加固定电阻作为假负载，以求得电压的稳定。三路输出分别为：15V，4A；12V，3A；5V，2A。3.3.4 变压器设计设计方法有多种，可根据情况选择。一般从计算原边圈数开始，按最大占空比和正常的直流电压VS来计算原边线圈。 按上述方法设计的理由是，副边绕组都有一个电感器，当有突变负载时，输出电流的变化率受到限制。为了补偿这个缺陷，控制线路应能把占空比调到最大。在这种瞬变条件下，高的原边电压和最大导通脉宽同时加上，尽管时间很短，如果变压器设计没有考虑这种情况，也会引起磁饱和。控制电路设计为：在最大输入电压时，限制控制电路的脉宽和变化的速率，这样可防止两个参数同时在最大值

35、。能量再生绕组的必要性，说明正激变换器的铁芯有残存能量是不好的。为了确保磁通在反激期间恢复到低的剩磁水平，并考虑偶而出现的较大磁密不致出现磁芯饱和，加一很小气隙是很有必要的。（1）根据输出功率选择铁心：三路输出分别为：15V，4A；12V，3A；5V，2A。输出功率为： 若考虑6%的余量则：选择一个传递功率为115W的铁心，SB9C的EER40，其有效横截面积为1.58cm2,磁感应强度B=220mT（2）计算原边的绕组周期：最大导通占空比D=0.5时：则最小原边匝数为：取93匝。（3）计算副边的绕组匝数若考虑市电220V以下波动的情况，设向下波动-20%则：15V的副边匝数为：取35匝。12

36、V的副边匝数为： 取28匝。5V的副边匝数为：取12匝。3.3.5电感的参数计算L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求来决定。电感L中的电流分连续和不连续两种丁作情况。不论何种情况只要输入、输出电压保持不变，电流波形的斜率不会因负载电流的减小而改变。如果负载电流ID逐步降低，在L中的波动电流最小值刚好为0时，临界负载电流Ioc等于平均波动电流，或电流峰一峰值的一半，即： （3-5）即定义为临界情况。这当IoIoc时，iL将进入电流不连续状况。否则，为连续状况。在临界点上下，传递函数是突然改变的。当高于临界电流时，输出电压与负载电流变动无关。当低于临界电流时(不连续工作状况)，研究表明为达到

37、稳压效果，占空比调节量由负载变量和输入电压变量共同决定。L值的另一限制因素将出现在应用于多输出电压的情况。因为控制环只与一个相关的输出端闭环，当此输出端电流低于临界值时，占空比将减少以保持此输出端输出电压不变。对于其它辅助输出端，假定其所带的是恒定负载，在上述占空比下降的情况下，其电压也下降。很明显，这不是我们所希望的。因此，在多输出电压时，为了保持辅助输出电压不变，L值应大于所需最小值。也就是，如果辅助电压要保持在一定的波动范围内，则主输出的电感必须一直超 过临界值，即一直在连续状态。电感的最大值通常受效率、体积、造价的限制。带直流电流运行的大电感造价是昂贵的从性能角度看，L过大则限制了负载

38、出现较大瞬时变化时输出电流的最大变化率。 对于一般的要求，可以根据流经电感的纹波电流峰峰值为输出电流的30%计算。（1） 15V的输出端流经电感的电流：电感两端的电压：电感量为：（2） 12V的输出端流经电感的电流：电感两端的电压：电感量为：（3） 5V的输出端流经电感的电流：电感两端的电压：电感量为：3.3.6 二极管和电容器的选择由于输出电压不高，使得次级二极管不会有很高的反电压，可选用耐压40V的肖特基二极管。为了抑制纹波电压使其较小，要选用内阻抗低高频用电容器。3.3.7 开关管的选择开关电源的开关管有功率晶体管（GTR）、功率场效应晶体管（MOS FET）和绝缘栅双极晶体管（IGBT

39、）等。绝缘栅双极晶体管（IGBT）集功率晶体管（GTR）和功率场效应晶体管（MOS FET）的优点于一身，既有功率晶体管（GTR）的输入阻抗高、速度快、热稳定性好和驱动电路简单等优点，又具有功率场效应晶体管（MOS FET）的通态电压低、耐压高和承受电流大等优点。因此，选用绝缘栅双极晶体管（IGBT）作为开关元件。4 控制电路的设计4.1控制模式的选择PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM的开关频率一般为

40、恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。4.1.1电压模式控制 电压模式控制PWM(Voltage-mode control PWM)是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化

41、的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度。电压模式控制的优点：PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。占空比调节不受限制。对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好。单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。对输出负载的变化有较好的响应调节。缺点：对输入电压的变化动态响应较慢。补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化使其更为复杂。输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦复杂。改善加快电压模式控制瞬态响应速度的方法有二：一

42、是增加电压误差放大器的带宽，保证具有一定的高频增益。但是这样比较容易受高频开关噪声干扰影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理。另一方法是采用电压前馈模式控制PWM技术。用输入电压对电阻电容充电产生的具有可变化上斜波的三角波取代传统电压模式控制PWM中振荡器产生的固定三角波。因为此时输入电压的变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法对输入电压的变化引起的瞬态响应速度明显提高。对输入电压的前馈控制是开环控制，目的为了增加对输入电压变化的动态响应速度。对输出电压的控制是闭环控制。因而，这是一个有开环和闭环构成的双环控制系统。4.1.2平均电流模式控制 平均电流

43、模式控制(Average Current-mode Control PWM) 概念产生于70年代后期。平均电流模式控制 PWM集成电路出现在90年代初期，成熟应用于90年代后期的高速CPU专用的具有高di/dt动态响应供电能力的低电压大电流开关电源。平均电流模式控制PWM的原理：将误差电压Ue接至电流误差信号放大器(c/a)的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号Ucp（U current- program）。带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号Ui接至电流误差信号放大器(c/a)的反相端，代表跟踪电流编程信号Ucp的实际电感平均电流。Ui与Ucp的差值经过电流放大器(c/a)放大后，得到

44、平均电流跟踪误差信号Uca 。再由Uca及三角锯齿波信号UT或Us通过比较器比较得到PWM关断时刻。Uca的波形与电流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡（对应于开关器件导通时期）与三角波UT或Us的上斜坡比较产生关断信号。显然，这就无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，Uca的上斜坡不能超过三角锯齿波信号UT或Us的上斜坡。平均电流模式控制的优点是：平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号 ；不需要斜坡补偿；调试好的电路抗噪声性能优越；适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制；易于实现均流。缺点是：电流放大器在开关频率处的增益有最大限制；双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试

45、复杂。4.1.3 峰值电流模式控制 峰值电流模式控制简称电流模式控制(Peak Current-mode control PWM) ，它的概念在六十年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在七十年代后期才从学术上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流

46、模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号V要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的