本科毕业论文—微波低噪声放大器仿真设计与测量.doc

《本科毕业论文—微波低噪声放大器仿真设计与测量.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《本科毕业论文—微波低噪声放大器仿真设计与测量.doc（51页珍藏版）》请在三一办公上搜索。

1、郑州大学毕业设计(论文)题 目 微波低噪声放大器设计 院 系 信息工程学院 专 业 电子信息工程专业 年 级 2007级 学生姓名 辛振宇（20072410135） 指导教师 周晓平（副教授） 2010年 5 月 15 日摘要快速发展的无线通信对微波射频电路如低噪声放大器提出更高的性能。低噪声放大器(LNA)广泛应用于微波接收系统中，是重要器件之一，主要用来放大低电平信号，由于是自天线下来第一个进行信号处理的器件，LNA决定了整个系统的噪声性能和电压驻波比VSWR，并对动态范围有着较大的影响。本文介绍了微波放大器技术的基础理论，并对微波低噪声放大器及其实现术进行了研究。然后使用美国安捷伦公司所

2、开发的ADS(Advance Design System)2008软件，利用其提供的强大的数据分析测量、电路设计、参数的模拟仿真、结果的优化等功能，进行微波低噪声放大器的设计、优化、仿真。本文对ADS软件的电路设计有较详细的介绍，并对微波低噪声放大器设计具有一定的研究意义。关键词： 微波低噪声放大器 HEMT ADS2008AbstractRapid growth of wireless data communications has increased the demand for high performance RF&Microwave circuits，Such as Microwav

3、e Low Noise Amplifiers(LNA)The LNA is one of the most important and broad components in Microwave communication system receiver, and is used to amplify the 10W level signalAs the first signal processing block after the antenna，the LNA determines the noise figure and input voltage SWR and greatly imp

4、acts the dynamic range In this paper，author introduces the basic theory of microwave amplifiers，and studys the theory and technology of LNA. The ADS(Advance Design System)2008 software is develop by the Agilent in USA and use the capabilitiesdata analysis and measurement, circuit design, simulation

5、of parameters, the results of optimization, ect, to design, optimization and simulation this LNA. The design has a detailed description about circuit designing by ADS, and has a certain of research significance in Microwave Low Noise Amplifier design.Keyword: Microwave Low Noise Amplifier HEMT ADS20

6、08 目录第一章 绪论4 1.1微波电路的发展历史4 1.2微波低噪声放大器技术及应用51.3射频和微波电路设计仿真软件简介7第二章 微波放大器基本原理92.1微波晶体管的S参数92.2微波放大器的增益102.3 微波晶体管放大器的稳定性122.4 放大器网络匹配的主要形式21第三章 低噪声设计理论 253.1 噪声的来源253.2 关于噪声的基本概念263.3 经典的二端口网络噪声263.4 微波低噪声放大器理论28第四章 使用ADS软件实现的低噪声放大器设计与仿真 304.1 微波低噪声放大器设计步骤及参数304.2 偏置电路设计334.3 稳定性分析344.4 噪声系数和输入匹配384.

7、5 最大增益输出匹配424.6 匹配网络的实现45致谢 48参考文献 49第一章 绪论1.1微波电路的发展历史 1864年，詹姆斯克拉克麦克斯韦（James Clerk Maxwell)总结和提出了电磁现象的基本规律和电磁特性。所有电磁理论的应用，包括无线电、电视和雷达，它们的存在都归功于麦克斯韦的理论工作。由于缺少可靠的微波源和其他元件，20世纪初无线电技术的快速发展主要发生在高频到甚高频范围。直到20世纪40年代第二次世界大战期间，雷达的出现和发展才使微波理论和技术得到了人们的根本重视。采用微波技术的通信系统在雷达诞生后不久就开始得到发展，它得益于原本是为雷达系统所做的许多工作。微波系统所

8、具有的许多优点，包括宽频带和视线传播，已经证明对于陆地和卫星通信系统都是关键性的因素，因此对于低价位、小型化微波元件的继续发展提供了推动力。 微波电路在许多方面的发展都遵循着低频电子电路的发展历程，由最初的电子管向固态化发展，由大型元件向小型元件、集成电路、器件方向发展，同时开发出新系统。目前微波技术的发展趋势是朝着电路小型化、高度集成化、高可靠、低功耗、大批量应用方向发展。元件尺寸和性能是卫星通信、相控阵雷达系统、电子战以及其他军事应用等电子系统设计需要考虑的主要因素，而小体积和低成本则会进一步推动着消费市场的发展。满足上述要求的方法是基于砷化镓的微波单片集成电路(MMIC)技术以及RF微机

9、电系统（RF MEMS),在信息传输、通信、汽车和娱乐等消费电子系统中正起着越来越大的作用。利用半导体生产技术，讲电路中的所有有源元件和无源元件都制作在一块砷化镓衬底上的电路称为微波单片集成电路。才用MMIC技术，既可以制作单个具有简单功能的芯片，也可以讲一个典型的微波系统制作在单科芯片上，而且制作成本可以控制在较低的范围内。目前制造的MMIC工作频率已覆盖整个微波频段直至毫米波频段（MMW 30-300G)。单片技术可以消除传统混合结构上连接分立元件的键合线所带来的寄生效应，对毫米波应用将起到积极的推动作用。而RE MEMS的集成和实现为工程师提供了又一种集成选择，使他们的设计能做到性能好、

10、尺寸小和价格低。微波集成电路（MIC)最早出现于20世纪60年代初期。常规波导和同轴线的第一次演变始于Rumsey和Jamieson所采用的平面带状同轴传输线，后来逐渐与印刷电路技术融合，形成“微波印刷电路”（MPC），不久又发表了印刷电路波导手册。在Barrett和Barnes报道了微波印刷电路不久后，联邦通信研究室宣布制成微带。此后，微波集成电路的平面传输线主要采用微带电路，同时也配合使用槽线和共面线。微波半导体器件和平面传输线构成的微波集成电路以其小型化、重量轻、耗能少而受到重视，在20世纪60年代里获得了迅速发展。70年代，随着微波半导体器件的成熟、性能的提高、成本的降低，MIC开始进

11、入成熟阶段。而此时随着微波半导体器件工艺加工技术的改进，已经砷化镓材料设备的完善，是微波单片集成电路的概念逐渐形成，其研究已具备实现的条件。自20世纪60年代中期提出微波单片集成电路的设想以后，由于精细微电子工艺和CAD技术的巨大发展，新型高效、大功率毫米波功率源、介质天线、集成天线、低噪声接收机芯片等相继问世，在相控阵雷达收发组件、卫星广播接收站高频头等大批量的产品方面获得成功，成本价格已低于MIC。从1990年开始一批军用和民用MMIC产品已陆续进入市场，成本逐年下降。在MMIC发展的同时，MIC也开始不断的改进技术，其体积尺寸不断减小，成本大幅度下降。在品种、性能、规格繁多的微波部件中，

12、生产批量往往不可能很大，而MIC少量生产时成本低，设计周期短，适于多种微波部件，因此在微波电路领域中，MIC仍将在很长时期内占据主导地位。我国于20世纪70年代末才开始研究MMIC，但由于基本设备的限制，进展缓慢，直到20世纪90年代中期才开始真正意义上的毫米波MMIC研制工作。经过近十年来的发展已在微波频段形成了包括发射、接受和控制三类电路的各种MMIC有源器件，但毫米波MMIC电路的研制还有很多工作需要完成。 1.2微波低噪声放大器技术及应用 自从人们利用电磁波来传递信息以来，频率低端资源已经得到了较充分的开发，剩余空间很小；另一方面，频率高端具有一些频率低端无法比拟或无法实现的特点或优点

13、，比如微波、毫米波能够穿透地球大气电离层，实现航天通信，所以开发频率高端具有现实意义。频率高端中的微波是目前应用的重点。这导致了微波有源电路研制的繁荣。在几乎所有的微波系统中，都离不开对信号的放大，所以微波放大器在有源电路中占据了突出的位置。微波放大器分为微波小信号放大器和微波功率放大器。他们本质上都是对信号进行放大但侧重点不同：微波小信号放大器的输入信号幅值很小，输出功率也很小，小于毫瓦级，而单管微波晶体管功放输出功率可达几百毫瓦或瓦极以上。功放指标除满足一定的增益、驻波比，频带外，突出的要求是提高输出功率、效率及减小失真。微波放大电路的核心是微波晶体管。他包括微波双极晶体管、肖特基势垒栅场

14、效应晶体管(GaAs MEs FET)、高电子迁移率晶体管(HEMT)、和异质结取极晶体管(HBT)。一股情况下，双极晶体管用在6GHz以下的微波频率，因为在此频段低端，GaAs FET不易实现匹配，而其噪声系数仅比双极晶体管改善0.2-0.3dB。在毫米波频段主要使用HEMT和HBT。微波晶体管和微带线相结合便构成了微波放大器的主干。再加上偏置电路和其他一些辅助电路就成为微波混合集成电路(HMIC)。射频低噪声放大器（Low NoiseAmplifier，LNA）目前已广泛应用于微波通信、GPS 接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗、射电天文、大地测绘、电视及各种高精度的微波测量系统中，是必不可

15、少的重要电路。它是天线下来的第一级信号处理器件，主要功能是对接收到的微弱信号进行放大，尽量减少噪声的增加，从而保证系统在极低的功率电平下的噪声恶化量最小。其性能的好坏直接影响整个接收机系统的性能，尤其是接收机的灵敏度。因此，低噪声放大器的设计是通信接收机设计的关键。 1、LNA要提供足够的增益已减小后续电路对系统的噪声影响，但增益过高又会导致没有被通道滤波器滤除的大干扰信号超过混频器的线性范围； 2、LNA的噪声系数决定了整个接收机的噪声系数； 3、LNA的动态范围影响了真个个接收机的动态范围。 图1.1接收系统前端框图 如果在接收系统的前端连接高性能的低噪声放大器，在低噪声放大器增益足够大的

16、情况下，就能够抑制后级电路的噪声，则整个接收机系统的噪声将主要取决于放大器的噪声。前级放大器的噪声系数对整个微波系统的噪声影响最大，它的增益将决定对后级电路的噪声抑制程度，它的线性度将对整个系统的线性度和共模噪声抑制比产生重要影响。由此可见微波低噪声放大器的性能制约了整个接收系统的性能，对于整个接收系统技术水平的提高，也起了决定性的作用。对低噪声放大器的基本要求是：噪声系数低、足够的功率增益、工作稳定性好、足够的带宽和较大的动态范围。如果低噪声放大器的噪声系数降低，接收机系统的噪声系数也会变小，信噪比得到改善，灵敏度大大提高。 世界各国都很重视LNA技术发展，采用MSFET、HEMT等晶体管制

17、作的LNA产品不断涌现，并得到了广泛应用。1.3射频和微波电路设计仿真软件简介 由于微波电路的参数计算十分复杂，需要考虑到的因素众多，而且很多计算参数的公式只能作为参考，一些设计往往需要有经验的工程师来估计参数，如果只用人力来计算设计的话，将会十分麻烦而且不容易得出最理想的结果，因此一些设计软件就应运而生。一些常用的软件有：ADS，AWR MICROWAVE OFFICE，ANSOFT DESIGNER，CST，ANSOFT HFSS等。 本文设计使用的是美国安捷伦（Agilent）公司开发的ADS（Advanced Design System）软件，是当前射频和微波电路设计的首选工程软件，可

18、以支持从模块到系统的设计，能够完成射频电路和微波电路设计、通信系统设计、射频集成电路（RFIC）设计和数字信号处理（DSP）设计。该软件功能强大，仿真手段丰富多样，可实现包括时域和频率、数字和模拟、线性和非线性、电磁和数字信号处理等多种仿真手段，并可对设计结果进行成品率分析和优化，从而大大提高了复杂电路的设计效率，是当今业界最流行的射频和微波电路、系统设计工具，并在国内高校、科研院所和大型IT公司中逐渐推广使用，是非常值得学习的软件。ADS软件支持所有类型射频电路设计，包括时域电路设计、频域电路设计、电路布局设计和通信系统设计，同时提供各种电路的时域仿真分析、频域仿真分析和电磁仿真分析，并可以

19、与其他EDA软件进行连接。第二章 微波放大器基本原理功率增益是微波晶体管放大器的重要指标之一，在实际的微波晶体管放大器中，源阻抗和负载阻抗不同，所得的功率增益是不同。设计放大器必须保证电路能稳定工作，不产生自激震荡，并远离自激状态，研究晶体管放大器的稳定性是设计晶体管放大器必须考虑的问题。本章首先介绍S参数，然后采用S参数详细分析了低噪声放大器的功率增益、稳定性和判断、匹配网络等问题。 2.1微波晶体管的S参数晶体管的等效电路十分复杂，实际应用时应对其不同部分的电阻和分布电容分别予以模拟，并且还要考虑管壳电极之间的分布电容和引线电感等寄生参数。因此人们希望用有源二端口网络来等效整个晶体管，便于

20、进行微波晶体管电路的分析和设计。小信号工作状态下，晶体管可看作一线性有源二端口网络，如图2.1所示图2-1 S参数定义S参数定义如下： 是晶体管输出端接匹配负载时的输入端电压反射系数；是晶体管输入端接匹配负载时输出端的电压反射系数。是晶体管输出端接匹配负载时的正向传输系数，代表功率增益；是晶体管输入端反向传输系数，代表晶体管内部反馈的大小。S参数的物理意义表明S参数表征了晶体管本身的特性，而与实际负载和信源都无关，它虽然表现的是网络的外部特性，但晶体管的S参数呈现的性质特点及其频率特性等变化规律都是由管子内部的物理机制所决定的，对不同的工作频率和直流工作点，S参数不同。2.2微波放大器的增益图

21、2-2 微波晶体管的功率计算 微波放大器增益包括实际功率增益、资用功率增益、传输功率增益。增益中的参数在晶体管这个二端口网络中的含义如图3、2所示。(1) 实际功率增益 （2-1） （2-2）其中PL是负载吸收功率，即实际到达负载的功率，Pin是送进微波放大器输入端的功率，是负载反射系数，S11、S22、S12、S2l是功率管的S参数，以下相同。从中可见实际功率增益只与功率管S参数和负载阻抗有关，而与输入端口的匹配程度无关。(2) 资用功率 （2-3）PLa是放大器的输出资用功率，即在放大器的匹配负载上能够获得的功率，也是放大器在信源阻抗下的最大输出功率值。Pn是信源的资用功率，即信源的最大输

22、出功率。是源反射系数。可见资用功率增益只与晶体管S参数和信源阻抗有关，而与输出端口的匹配程度无关。应用式(3-2)便于研究信源阻抗变化对放大器功率增益的影响。Ga的物理意义是：插入放大器后负载可能得到的最大功率是无放大器时可能得到的最大功率的多少倍。而实际放大器在输入、输出端不见得是共扼匹配的。Ga只是表示放大器功率增益的一种潜力。当在输入端口满足共扼匹配时，Ga达到最大值。(3) 传输功率增益 （2-4）上式体现了正向传输、输入匹配程度、输出匹配程度以及反馈等因素对增益GT所起的作用。GT的物理意义为：插入放大器后负载实际得到的功率是无放大器时可能得到的最大功率的多少倍。三种功率增益有如下关

23、系： （2-5）式中的M1，M2分别为输入端和输出端的失配系数。可证明： （2-6）因此，三个功率增益中若已知其中一个，既可知另外两个。一般情况下，M11，M2l，表示两个端口都偏离共扼匹配，所以GTG GTGa当共扼匹配时，M1=M2=1，此时由以上分析可知G值只与输出端匹配程度有关，而与输入端匹配程度无关。Ga只与输入端有关而与输出端无关。只有GT同时与输入、输出都有关。所以用GT表示增益比较全面，因此以GT来衡量放大器。2.3 微波晶体管放大器的稳定性上节求得的放大器增益不一定都是可实现的，因为S12意味着放大器有内反馈，可能造成放大器不稳定。可以从放大器输入端口或输出端口是否等效有负阻

24、来进行判断。如果放大器存在负阻，则有可能(并非一定)产生自激震荡。假设放大器输入阻抗则输入端反射系数的模为 （2-7）可见当R in 0时，。输出端口类似。因此，当我们用S参数法来分析放大器时，就从其输入端口或输出端口反射系数的模是否大于l来判断晶体管放大器的稳定性。以下分四部分进行讨论。一、 负载反射系数改变时，网络输入端反射系数的变化情况如下： 图2-3 稳定判别圆的物理概念 （2-8）可见与是分式线性变换关系(其中)。因此可以利用复数函数中保角映射的概念，如图2-3所示。在平面上的单位圆()映射到复平面上还是圆，称之为S2圆。S2圆将平面分成圆内区和圆外区两部分：一部分对应平面上的单位圆

25、()，另一部分对应平面上单位圆外(|1)。由式(2-8)可见，时，因此平面的原点()和平面上的S11点互为映射点。如果晶体管参数|S11|1，如图3-3(a)所示，S11点落在单位圆内；则意味着在平面上由S2圆分界时，包含圆点的那部分正好对应单位圆内(|1)，输入端口不呈现负阻，放大器是稳定的。同时在平面上由S2圆分界的、不包含圆点的那部分则对应圆外()，输入端口呈现负阻，放大器不稳定。如图2-3(b)所示，S2圆外区域是稳定的，S2圆内区域是不稳定的。在无源负载的情况下，|1，因此在图中仅将单位圆(|=1)内的不稳定区划为阴影，这些值一般是不应选用的。简而言之，在|S11|1的情况下，S2圆

26、将平面分成圆内外两部分，其中包含圆点(=O)的是稳定区，另一部分是不稳定区。因此S2圆为“稳定判别圆”，有人称之为“输入稳定判别圆”，因为判断的是输入端口的稳定性；也有人称之为“输出稳定圆”，因为它是输出负载平面上的一个判别圆，用来确定对输出负载的正确选择。S2圆的圆心位置(图中)及半径(图中r2)均由晶体管S参数凌定。下面我们来推导S2圆方程，实际上就是由式(2-8)解出满足的|=1的值。由复数绝对值展开，并整理得其中通过配方使之成为便准圆方程 （2-9） 上式中展开式可整理为如下简便形式 （2-10）式(2-9)即 （2-11）以上表示平面上的一个圆，即S2圆。由于各晶体管S参数不同，在平

27、面上的S2圆位置、大小及单位圆的相对关系不同，但无非是两种情况、共六种可能性(当|S11|l时)，如图3-4所示 (1) ,此时必定，因此由式(2-10)和(2-11)，有（2-12）图2-4 平面上的稳定判别圆（的情况）因此当,时，所以S2圆必定不包含原点，得到图3-4中(a)、(c)、(e)三种可能性。S2圆外为稳定区，S2圆内为不稳定区。 (2) ，此时必定理由见式(2-12)。所以S2原必定包含原点，得到图2-4中(b)、(d)、(f)三种可能性。S2圆内为稳定区，S2圆外为不稳定区。在图2-4中，仅用阴影标明了单位圆内的不稳定区。(a)、(b)为绝对稳定情况，(c)、(d)、(e)、

28、(f)为潜在不稳定情况，K为稳定系数，这些在后面将进一步说明。用同上方法，由，得到在平面上的稳定判别圆(S1圆) 可称为输出端口稳定判别圆或输入稳定圆。S1 圆方程为 （2-13）其中 , 。当|S22|1时，在平面上S1圆与单位圆的相对关系类似于图2-4。二、绝对稳定与潜在不稳定(有条件稳定)由图2-4(a)、(b)可见，单位圆肉全部是稳定区，既对于任意|1都满足|1；同时对任意|l，也都满足|l，但只要在输入端口所接能满足| l。假设某种因素引起有入射波a1进入ll端口，反射波为。经过端口外接负载再反射回来进入1-l端口为如果，说明来回反射趋于衰减，则不可能引起自激振荡。即只要既使|l，仍

29、然不会自激。上述情况的物理实质是端接负载Zs中的正阻成分只要大于端口输入阻抗Zin中的负阻成分，则电路不会起振。 同理，如果不稳定区域内某使,但如果能满足 （2-14）则电路同样不会起震。以上两种办法一般取第(1)种。这两种办法虽然能使放大器仍然稳定工作，但包含着不稳定因素。如果端接负载有所变化，可能就会发生振荡，因此称为有条件稳定或潜在不稳定。由于晶体管输入、输出端互有影响，因此设计时要保证在、两个平面上同时都避开不稳定区，根据指标要求选择某个值，而与有关，因此根据输入端口匹配要求选择了某个将与有关。必须检验是否也避开了输入平面上的不稳定区。如果设计步骤先选择，情况类似。在设计中，如果单位圆

30、内不稳定区较小，则潜在不稳定条件下的设计是可能的。但总是尽可能工作于绝对稳定情况为好。三、绝对稳定的充要条件我们希望能根据晶体管测出的S参数简易的直接判断是否绝对稳定，而不必做出两个稳定判别圆(S2圆和Sl圆)。由图3-5的(a)、(b)导出输入端口绝对稳定的必要条件，再反推回去，如果可逆，则同时为充分条件，才可以用来判断管子的绝对稳定(输出端口类似)。通过推导得到：Kl是输入端口绝对稳定的必要条件，但它不是充分的。其中K为稳定系数，其表达式如下： (2-15)通过进一步推导，输入端口绝对稳定的充要条件为 (2-16)输出端口绝对稳定豹充要条件为 (2-17)应保证晶体管放大器两个端口都绝对稳

31、定，因此晶体管双口网络决定稳定的充要条件为 (2-18)实际上可以证明，若K1成立，则和一定同时大于或同时小于。即若式(2-16)成立，则式(2-17)必定同时成立，反之亦然。因此出测得的晶体管S参数来判断管子是否绝对稳定，只要检验两项条件，即利用式(2-16)或式(2-17)就可以作为晶体管双口网络绝对稳定的充要条件。还可以证明以下几组公式都可作为晶体管二端口网络绝对稳定的充要条件 (2-19)其中 (2-20)其中 (2-21)其中可见Kl是绝对稳定的必要条件，而绝对稳定的充要条件可采用式(2-16)到(2-21)六组等价公式中的任一组。只要两个条件中有一个不满足，则晶体管不是绝对稳定的。

32、四、稳定系数K的特性晶体管S参量是以管子输入、输出端为参考面测得的，而实际上在晶体管和信源及负载之间接有输入、输出匹配网络，才构成满足一定指标的微波晶体管放大器。能否以所测晶体管S参数算得的稳定系数K值来判断晶体管放大器的稳性。(1)如果在网络端口串联电抗或并联电纳，即外接无耗网络时，构成新网络的稳定系数不变(2)如果在网络端口串联电阻或并联电导，即外接无耗网络时，构成新网络的稳定系数增大。(3)如果改变网络参量的归一化阻抗时，网络的稳定系数不变。上述稳定系数特性是很有指导意义的，在设计和调整微波晶体管放大器时，不论无耗匹配网络内部参数如何变化，将不改变放大器总网络的稳定性；而采用有耗匹配电路

33、时，会使总网络的稳定性提高。2.4 放大器网络匹配的主要形式晶体管放大器输入、输出匹配网络的任务，通常归结为解决复数阻抗之间的共扼匹配，或者是将复数阻抗变换为实数阻抗(例如50欧负载)。匹配网络的电路结构根据不同工作频段，可选用集总参数或分布参数元件，本设计使用微带线做为匹配电路，故对微带线匹配网络的主要形式进行介绍。一、 利用并联导纳(或串联阻抗)的匹配电路图2-6 并联导纳（并联分支）匹配法图2-6表示了(a)型、(b)反型、(c)T型、(d)十字型并联匹配网络，都是利用一段传输线作为导纳变换，然后并联开路或短路分支线，以补偿电纳，达到谐振，实现共扼匹配。例如，若图2-6(a)所示型匹配网

34、络的l端口向左看为50，2端口向右看为一复数阻抗，则将其归一化值经过传输线1变换为(1+jb)，再并联一输入导纳为-jb的分支线，即可抵消虚部，达到50匹配。如果l、2两个端口都是复数阻抗，也能用型或反型图2-6(b)网络使之共扼匹配。或分别从两端出发，都经过一段传输线，到中间某参考面，再并联一分支线，实现共扼匹配，即图2-6(c)的T型匹配网络。如果是并联双分支线，即图2-6(d)的十字型结构。以上利用并联导纳匹配法也可将多节型或反型串联。和上述并联导纳的匹配法类似，可以改用串联阻抗法。但对微带结构来说，在主传输线上串联一个终端开路或短路线都是不方便的。可以采用分布参数与集总参数混合的匹配网

35、络，则希望设计成经过传输线阻抗变换后，串联接入的补偿电抗值是容性豹，这样便于用一个可调电容来实现。二、利用1/4波长阻抗变换器的匹配网络如图2-6所示，可以将复数导纳先用并联分支线的电纳抵消其虚部，然后利用变换器转换到50或其它实数阻抗匹配。对于两个复数导纳，可以分别先用并联电纳抵消虚部，然后利用阻抗变换器进行实部的变换，如图2-7(b)所示，也称为型网络。其等效电路相当于双回路，称为“双谐振法”，因此频带相对上述T型网络的“单谐振法”为宽。若要进一步展宽频带，可以用二节变换器，或渐变线变换器。同理，可从阻抗变换的角度出发，通过移相线将复数阻抗先变换为某实数然后用变换器转换到所需要的实数阻抗，

36、如图2-7(c)、(d)所示。如果图(c)、(d)中移相线段太长，则可以利用l/8波长线使复数阻抗变换为某实数，再接l/4波长变换器。不难证明，该1/8波长线的特性阻抗必须等于所要变换的复数阻抗的模。图2-7 线匹配法三、利用串联短线的匹配网络图2-7(a)表示，可以将复数阻抗经过一串联短线，直接与一纯阻匹配但该短线的特性阻抗Zo和线长l必须满足一定要求图2-8 短线直接匹配法设图2-8(a)中2端口接阻抗Z=R十jX，则1端口向右看去的阻抗Z为：令Z=R，这里R是l端口的端接纯阻。可解得 (2-22)式中Zo应为正实数才可实现，因此要求： 即 (2-23)这是利用短截线复数阻抗(Z)和纯阻(

37、R)进行直接匹配的“可匹配条件”。对于两个复数阻抗，也可以采用图2-8(b)所示的双短截线进行匹配，当,和,为特定值时，可以使得从两个短线交界面处向两边看去的阻等于相同的纯阻值。当然也要满足可匹配条件。由上述方法得到启示，通过特性阻抗的跳变，可以使负数阻抗沿传输线变化发生突变。因此，作为此种方法的推广，并不一定要满足式(2-22)、(2-23)的条件，当选用几段不同长度和不同特性阻抗的短线时，有可能使复数阻抗与实数阻抗之间，或者两个复数阻抗之间较快接近匹配。对微带结构来说，这种匹配方法占据体积小，进行计算机辅助设计时，它是一种比较简单、灵活的初始拓扑形式。除以上介绍的三种匹配网络基本形式外，还

38、可利用阶梯阻抗变换器、变阻滤波器、渐变线等。第三章 低噪声设计理论3.1 噪声的来源噪声一般指内部噪声，可分为自然噪声和人为噪声两种。自然噪声有热噪声、散粒噪声和闪烁噪声等。人为噪声有交流噪声、感应噪声和接触不良噪声等。理论上说，任何电子线路都有电子噪声，但通常电子噪声的强度很弱，主要对信号较弱的电路有较大的影响。在电子线路中，噪声来源主要有两方面：电阻噪声和半导体管的噪声。热噪声电流在电阻内流动时，就形成热噪声电压。由于该电压是随机的，不可能用一瞬时值来表征，通常用均方根来表示。这样，任何一个电阻在电路中的作用就等效为一个电阻R和它的热噪声电压的串联，如图4-1所示。图3-1电阻噪声等效电路

39、噪声的存在是一种物理现象，当一种物理量不停地无规则地变化时，表现为符合一定的统计特性的随机过程。噪声则是该过程所表现的一种随机物理量。电噪声即是电路系统中的电参量如电压、电流等随时间无规则的变化的随机信号。虽然噪声信号的每一时刻幅度都是随机的，但当性能稳定时，不同时间段内的概率分布规律是一样的，即平稳随机过程，用均值和偏差来表示其统计特性。这样，噪声测量中可用均方值来度量噪声的大小，即噪声的功率谱。噪声功率谱它表示单位频带内的电流或者电压均值，单位是 dBm/Hz。3.2 关于噪声的基本概念噪声的功率谱密度：根据平稳随机过程理论，噪声功率谱密度定义为： （3-1）式中 为频率f处,带宽为f的噪声平均功率。噪声带宽：许多有源器件（如三极管BJT/HBT、FET/ P-HEMT器件等）均可等效为有源二端口网络。噪声通过该二端口时也存在噪声带宽的问题，噪声带宽不同于普通放大器或线性网络采用3dB带宽，它是一个矩形功率增益曲线的“底边”频率间隔，该矩形功率增益曲线的面积等于实际功率增益曲线的面积。因此噪声带宽 是功率增益曲线对频率积分除以曲线的最大幅度，即: （3-2）为功率增益，为最大功率增益，一般情况下噪声带宽要比3dB功率带宽要宽。3.3 经典的二端口网络噪声在建立了器件的噪声模型后，就可以对二端口网络中的噪声进行宏观的描述了。集中分析