本科学生毕业论文用于GPS前端的低噪声放大器的设计.doc

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1、本科学生毕业论文论文题目：用于GPS前端的低噪声放大器的设计学 院：年 级：专 业：姓 名：学 号：指导教师： 2013年05月18日摘要GPS是全球定位系统，主要实现在全球范围内为不限数量的用户提供全天候并且连续精确的速度位置和时间信息。随着GPS市场的不断开拓，最初只应用在军事上的技术逐渐向民用方向发展，生产技术的大规模化和元件的微型化趋势带来了低成本的接收机元器件。本文首先提出了GPS接收机前端方案及其性能指标要求，具体分析了放大器的噪声系数、增益。其次,运用ADS2011.10进行低噪声放大器的设计，并针对其功能进行匹配电路的设计，增益大于30dB，噪声系数小于ldB。带宽大于3GHz

2、，工作频率为1.5GHz。关键词全球定位系统；低噪声放大器；增益；噪声系数AbstractGlobal Positioning System (GPS) helps to provide for an unlimited number of users from all over the world in all the weather. Initially GPS was only applied in military area. However, with the ever-developing technology and market expansion, it is gradual

3、ly implemented in civil area. Furthermore, the mass production and the trend of the component miniaturization contribute to low-cost GPS receivers.In this thesis, the GPS receiver project and the functional requirement are firstly proposed. Meanwhile, the noise figure of the amplifier and the sensit

4、ivity of the receiver are analyzed. Secondly, a low-noise amplifier with the matching circuit is designed using ADS2011.10. The simulated results show that the gain is greater than 30dB, the noise figure is less than ldB, bandwidth is greater than 3GHz, and operating frequency is 1.5GHz.Key wordsGlo

5、bal Positioning System; Low-Noise Amplifier; gain; noise figure目录摘要IAbstractII第一章 绪论11.1 课题背景及意义11.2 国内外研究现状21.3 论文主要研究内容31.4 小结3第二章 低噪声放大器的理论基础42.1 低噪声放大器的主要结构42.2 主要参数52.2.1 噪声系数NF52.2.2 放大器的增益62.2.3 放大器的稳定性62.3 小结7第三章 低噪声放大器的设计及仿真分析83.1 直流分析83.2 偏置电路103.3 稳定性分析113.4 小结15第四章 低噪声放大器的优化164.1 输入匹配164

6、.2 最大增益输出匹配21结论22参考文献23致谢25第一章 绪论1.1 课题背景及意义 微波/射频技术在面世的半个多世纪以来，广泛地应用在军用、民用事业中。尤其是近年来无线通讯、卫星定位导航、精确制导及反制导、以及各类雷达大量需求的刺激，使得微波/射频技术以前所未有速度迅猛发展，进入了以微波集成电路(MMIC)和射频集成电路(RFIC)为代表的电路微波/射频微电子技术时代1。尤其在过去一二十年中，无线通信技术日新月异，大大促进了以Si CMOS工艺为代表的射频集成电路的迅猛发展。其应用领域主要以第三代移动通信、全球定位系统(GPS)、无线局域网 (WLAN)为代表。GPS以全天候、高精度、自

7、动化、高效率等显著特点及其所独具的定位导航、授时校频、精密测量等多方面的强大功能，已涉足众多的应用领域，如民用领域的汽车、船舶、飞机等运动物体的定位导航2。GPS(Global Positioning System)是全球定位系统,在20世纪70年代,由美国海陆空三军共同研制的新一代卫星导航定位系统,它为美国带来了巨大的军事以及经济利益,其主要是实现全球范围内为数量不限的用户提供全天候并且连续精确的速度，位置和时间信息。GPS经过了20多年的实验研究,耗资多达300亿美元,1994年3月,24颗GPS卫星星座已经布设完毕,全球覆盖率已高达98%3。随着集成电路产业的不断发展，芯片的性能不断提高

8、，成本不断降低，以全球定位系统（Global Positioning System，GPS）为代表的全球卫星导航系统（Global Navigation Satellite System，GNSS）已经越来越广泛地被集成于消费类电子产品当中。尽管当下全球经济低迷，价格下降和提高消费者意识，以及对手机定位功能的需求将继续推动GPS导航手机的健康发展。市场调研公司ABI通过最新对经济环境的观测, 研究得出全球GPS定位系统芯片组将继续深入这一部分；该研究报告说，在2014年每十台智能手机中就有九台将内置GPS导航芯片4。以GPS作为其代表的卫星导航系统，可通过卫星所提供的信息来判断位置，进行导航功

9、能。其中LNA起着至关重要的作用，在设计中会涉及到噪声系数增益线性度阻抗匹配等方面的优化权衡5。随着近年来无线通讯，卫星通讯，全球定位系统及电子对抗技术迅速发展,现代通讯系统要求通讯距离越来越远,接收灵敏度越来越高。低噪声放大器位于射频接收系统的前端,其主要功能是将来自天线的低电压信号进行小信号放大。前级放大器的噪声系数对整个微波系统的噪声影响最大,它的增益将决定对后级电路的噪声抑制程度,它的线性度将对整个系统的线性度和共模噪声抑制比产生重要影响。 对低噪声放大器的基本要求是:噪声系数低，足够的功率增益，工作稳定性好，足够的带宽和大的动态范围。因此,研究合适的宽频带、高性能、小体积、更低噪声的

10、放大器电路,己经成为微波系统设计中的重要技术之一5。1.2 国内外研究现状随着半导体技术的进步，GPS接收机也在向着低功耗、高灵敏度、高集成度方向不断发展，接收机的工艺也由最初的Bipolar工艺转向更易于与数字电路整合的CMOS工艺。由于GPS是目前唯一能提供724服务的GNSS系统，GPS系统的接收机在市场上已经广泛使用。 Maxim公司于2004年推出的MAX2745采用CMOS工艺，2.4V电压下功耗为41mW，噪声系数3.5dB（含有源天线）；以SiRF公司GSC3f系列为代表的GPS单芯片解决方案大大简化了外围芯片、电路的数量，降低了整体功耗，提高了系统可靠性。目前全球约有二十多家

11、制造商生产GPS接收机专用芯片，这些公司主要都集中在欧美国家。随着应用领域的不断扩展，对小尺寸、低功耗的不断追求，及硬件设计水平与CMOS制造工艺的不断进步，2002年开始出现单芯片GPS接收机，现阶段德州仪器、高通、美国SiRF等公司的产品占据了GPS市场的大量份额，台湾IC设计公司MTK的MT3329等芯片在GPS导航市场上的份额也相当可观7。长期以来，我国都没有自主产权的GPS接收机芯片，所有GPS系统的开发都是在国外厂商的解决方案下针对不同的场合进行应用层的开发，如车辆/舰船调度，车用导航软件等。我国独立开发北斗一代和二代(Compass)系统，并与欧盟合作共同开发Galileo系统表

12、明了国家对GPS行业的重视与支持。用户端接收机作为GPS系统的重要组成部分之一，其发展势头也锐不可当。2006年11月1日，西安华讯微电子公司成功研制出我国首款具有完全自主知识产权的高性能GPS芯片组（HX8110 射频芯片、HX8120 基带芯片），打破了国外垄断，填补了我国在卫星导航芯片领域的空白8。 1.3 论文主要研究内容GPS接收机是整个GPS系统的重要组成部分，在GPS接收机中，其射频前端电路的性能好坏，将对整个接收机系统的性能产生很大的影响，因此，研究如何提高GPS接收机性能是非常有意义的。GPS卫星信号分为Ll和L2，频率分别为1575.42MHz和1227.60MHz，其中L

13、l为开放的民用信号，信号为圆极化波，信号强度为-166dBm左右，属于比较弱的信号。信号是通过天线来接收的，微带天线易于实现圆极化工作，并且具有体积小、重量轻、成本低、剖面低、易集成等优点，因此可以作为首选结构形式。为了提高接收信号的灵敏度，一般在接收机的最前端放置低噪声放大器(LNA)，由于低噪声放大器的噪声系数较小，而接收系统经过合理的增益分布后,噪声系数主要由低噪声放大器决定，因此，研究设计性能优良的低噪声放大器是非常有意义的9。主要研究内容：1）采用ADS软件设计一种低噪声放大器。2）在设计过程中选用低噪声RF晶体管，如Infineon公司的BFP740。3）在设计过程中需完成偏置电路

14、，匹配电路及主体电路的设计。4）初步拟达到的设计指标如表1-1所示。表1-1 设计初步拟达到的设计指标工作频率（Hz）增益（dB）带宽（Hz）噪声系数（dB）1.5G303G 0CTA 0CVCEO43.5VCollector-emitter voltageVCES13VCollector-base voltageVCBO13VEmitter-base voltageVEBO1.2VCollector currentIC30mABase currentIB3mATotal power dissipation)TS 89CPtot160mWCollector-emitter breakdown

15、voltageV(BR)CEO4.7VNoise figureIC = 8 mA, VCE = 3 V, f = 1.8 GHz, ZS = ZSoptIC = 8 mA, VCE = 3 V, f = 6 GHz, ZS = ZSoptF0.50.85dBPower gain, maximum stable)IC = 25 mA, VCE = 3 V, ZS = ZSopt，ZL = ZLopt ，f = 1.8 GHzGms27.5dBPower gain, maximum available)IC = 25 mA, VCE = 3 V, ZS = ZSopt，ZL = ZLopt， f

16、= 6 GHzGma17dBTransducer gainIC = 25 mA, VCE = 3 V, ZS = ZL = 50 ，f = 1.8 GHzIC = 25 mA, VCE = 3 V, ZS = ZL = 50 ，f = 6 GHz|S21|224.513.5dB3.1 直流分析首先，要确定晶体管的静态工作点。在ADS2011.10中建立一个工程，将BFP740的模型导入其中，如图3-1所示，是在官网上下载得到的晶体管的Spice模型。图3-1 晶体管BFP740的Spice模型通过ADS软件提供的BJT Curve Tracer工具进行仿真，电路图如图3-2所示：图3-2 直流

17、仿真的电路原理图根据图3-2进行仿真，其中VCE由0V扫描到5V，IBB由10uA到100uA。晶体管BFP740模型中的参数不需要更改，仿真可得图3-3。图3-3 直流仿真结果由图3-3可以得出晶体管的静态工作点为：VCEQ=2.5V，ICQ=7mA，IBQ=20uA，在偏置电压2.5V时，直流功率为17mW。3.2 偏置电路利用ADS所提供的“DA_BJTBias”控件设计偏置电路，电路图如图3-4所示，其静态工作点为上一步仿真所得结果，选择的外部电压为Vdc=3V。图3-4 偏置电路的设计再利用“Transistor Bias Utility”工具，进行偏置电阻的设计，图3-5为偏置电阻

18、的具体位置，晶体管的基极与集电极分别串联一个电阻，发射极直接接地即可。图3-5 偏置电阻的具体位置电阻阻值的选择，需要对电路进行调整，得到最优的结果。最后得出的电路如图3-6所示。其中需将电路中各个节点的电流值和电压值标记在图上。图3-6 择优后的偏置电路图其中R1=74Ohm，R2=110kOhm，实际的静态工作点为VCEQ=2.5V，VBEQ=0.78V，ICQ=6.82mA，IBQ=20.2uA。3.3 稳定性分析要进行S参数仿真，所以要加入很多控件，其中“Term”是端口，一般阻抗默认为50Ohm；“Stab Fact”控件是稳定系数，用K表示只有当K大于1时，电路才是处于稳定状态；“

19、Max Gain”控件表示的是最大增益，实际增益要看S21。图3-7 加入理想隔直电容、扼流电感的原理图放大器的直流和交流通路之间要添加射频扼流电路，实质是一个无源的低通电路，使得直流偏置信号传输到晶体管，而晶体管射频信号不进入直流通路，一般是用一个电感和旁路电容接地来实现。首先，用DC_Block代替隔直电容，用DC_Feed代替扼流电感。加入隔直电容和扼流电感的电路如图3-7所示。图3-8 加入理想器件后的仿真结果仿真后得到图3-8，由图可看出1.5GHz时，增益Gmax=30.579dB，K=0.05，此时电路并不稳定，需要加入负反馈使其稳定。本文选择在在晶体管发射极加电感的方法，电路如

20、图3-9所示。图3-9 加入负反馈电感的电路原理图其中电感L=3.0nH，其他电路图中的参数均不需更改，所得仿真结果为图3-10。图3-10 加入负反馈电感的仿真结果在图3-10中，最大增益Gmax=22.195dB，K=1.003。对于隔直电容和扼流电感来说，这里选取L1=40nH，L2=30nH，C1=C2=220pF。将DC_Feed和DC_Block，改成实际的电路元器件，由于软件操作原因，这里的电容和电感均选择理想的电路器件。电路原理图如图3-11所示。图3-11 考虑实际情况后的电路原理图晶体管发射极所加的电感由于数值较小，且电感稍有变动，对电路的稳定性影响较大，可用微带线代替电感

21、。其中微带线的参数为W=30mil，L=150mil。图3-12 考虑实际情况后的仿真结果由图3-12可看出，换成实际元器件后，电路的增益和稳定系数依然很好。看图可知此时的噪声系数为0.404dB，符合要求。3.4 小结本章通过ADS软件对低噪声放大器进行了简单的设计，首先对晶体管的工作点进行仿真，然后选择了具体的电路结构，也对电路的稳定性进行了仿真与分析，得到了初步的电路原理图。第四章 低噪声放大器的优化上一章已经设计出了要求的低噪声放大器，但是，为了使其性能更好且考虑实际器件的基本参数，需要进行一些优化，主要的优化方面有：输入匹配与最大增益输出匹配。4.1 输入匹配首先通过ADS软件给出噪

22、声系数圆和增益圆如下图4-1所示，可发现最小噪声系数点不是最大增益点，选择牺牲增益，满足噪声系数。图4-1 最小噪声匹配的仿真结果此时选择m4点，K=0.507，输入阻抗=Z0*（1.617+j0.681），其中Z0=50ohm，则输入阻抗为(80.85+j*34.05)ohm。利用ADS软件中的“DA_SmithChartMatch”工具，进行匹配电路的设计，电路原理图如图4-2所示。图4-2 加入匹配电路性能模块的放大器电路原理图因为“DA_SmithChartMatch”工具中所要求的温度为16.85摄氏度，所以，需将OPTIONS控件中的温度改成16.85，利用图4-2的电路图进行“S

23、mith Chart Utility”工具的仿真，可以得到图4-3。图4-3 Smith圆图匹配电路在Smith圆匹配时，选择“Build ADS Circuit”，生成相应的电路图，如图4-4所示。图4-4 Smith圆图匹配电路实物图实际的电感值为3.8nH，TLIN的数据如图4-5所示，其中左边部分的参数等均不需进行调整，而右边部分TLIN的实际数值可以调整，这里将数值设为9.13。图4-5 TLIN的数据设置将图4-4中的元器件匹配到图4-2中，得到的实际电路图为图4-6。图4-6 加入实际匹配的电路原理图通过加入实际匹配的电路图，进行仿真，可以得到下图4-7及图4-8。图4-7 加入

24、实际匹配后的仿真结果图4-7为S(1,1)、S(1,2)、S(2,1)、S(2,2)的描述，其中S(2,1)是电路的实际增益，数值为21.4dB。 图4-8 加入实际匹配后的仿真结果S11、S22反应了输入端口、输出端口驻波情况，S21反应了增益，S12反应了反向隔离度。图4-7中，性能不理想，需要调节，将电感L1调节成10nH，调节后的电路仿真结果如图4-9所示。图4-9 调节后的仿真结果由图4-9可知，此时电路增益为22.4dB，噪声系数为0.6dB，增益不够，但是为了满足噪声系数，只能牺牲增益。此图中也可看出带宽大于3GHz，远远要大于要求。4.2 最大增益输出匹配对于二端口网络，当时，

25、功率输出的最大，此方法一般用于功率放大器设计当中，这里就不过多的介绍了。放大器设计的阻抗匹配技巧：第一步，决定“往前看”及“往后退”。进行匹配电路设计前要明确匹配的方向，对于射频电路来说，任何名称的定义都是有方向的。第二步，尽量不要设置成匹配的起始点，起点从50原点起，这样的好处是防止匹配电路中有电阻性元件,能够保证所有的匹配面“往前”和“往后”看都是共扼匹配。如果匹配电路中都是无损耗元件，则不用顾忌此项。第三步，决定串联及并联电路的构架和元件值。这一步非常关键，在Smith圆图中进行匹配电路时，尽量使最高点的Q值小一点，这样才能做到更大的带宽，且不会使电路太过敏感。同样,也存在着缺点，用的器

26、件比较多，所以要折衷考虑。电感要尽量的少用，价格比较贵。由于本论文进行了这部分的仿真，但是结果不理想，所以，这里不列举出具体步骤及仿真结果。结 论本文设计了一种用于GPS前端的低噪声放大器，论文的主要工作有：首先阐述了GPS系统的原理，发展状况，以及在各领域中的应用，同时提出了选题的背景以及意义。介绍了本论文设计时所需的方法，提出了输入匹配与输出增益优化的想法，可以使电路更加完善。本论文主要通过ADS软件进行电路原理图的设计，并完成了部分参数的设定。利用输入匹配与输出增益优化的方法，对电路原理图进行优化。并且对本论文进行总结。本论文的设计指标并未完全达到，噪声系数为0.6dB，工作频率为1.5

27、GHz，带宽大于3GHz，远远超过要求，增益为30.1dB，仿真结果完全符合所要求的设计结果。但是，如果考虑电路的稳定性及实际应用中的一些寄生效应，仿真得到的增益略有下降，为22.4dB。参考文献1 顾墨琳,林守远.微波集成电路技术-回顾与展望J.微波学报.2000,16(3):1-3. 2 游宇.CMOS射频集成单元电路设计D.电子科技大学,2005:1-5.3 刘海玲.GPS接收机电路设计与实现D.南京邮电大学,2012:1-2.4 唐棠.用于多模双频导航系统的射频前端设计D.上海交通大学,2011:1-2.5 Bo-Shih H，Ming-Dou K.New Matching Metho

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32、el Bretchko著.王子宇,张肇仪,徐承和译.射频电路设计-理论与应用M.电子工业出版社,2005:11-30.21 Infineon Data Sheet.“BFP740 NPN Silicon Germanium RF Transistor”.2004致谢首先，感谢我的导师李，老师治学严谨，为人和善，将我带入了射频电路设计领域，并且能够最大限度的提供给学生自主创新的空间，使我体验到了射频电路设计的乐趣。其次，要感谢我的父母，是他们多年来默默的支持与关爱，使我能够在学习的道路上飞的更高,走的更远,，让我有机会更好的报道他们多年的养育之恩。再次，要感谢我的母校黑龙江大学，是她提供了良好的学习与生活环境，能够在自由，自主的空间下，完成我的研究生学业。最后，要感谢我的同学们，是他们四年的陪伴，让我能够愉快的度过大学学习时光，与他人的相处，使我能够更好的扬长避短，做一个对社会有用的人。