高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业设计(论文).doc

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1、编号 XXXX大学毕业设计题 目高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得 及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。作 者 签 名： 日 期： 指导教师签名： 日期： 使用授权说明本人完全了解 大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计

2、（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。作者签名： 日 期： XX大学本科毕业设计（论文）诚信承诺书本人郑重声明：所呈交的毕业设计（论文）（题目： ）是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的成果。尽本人所知，除了毕业设计（论文）中特别加以标注引用的内容外，本毕业设计（论文）不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。作者签名： 年 月 日 （学号）：高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真摘 要便携式电子产品的广泛应用，

3、推动了开关电源技术的迅速发展。因为开关电源具有体积小、重量轻以及功率密度和输出效率高等诸多优点，己经逐渐取代了传统的线性电源，随之成为电源芯片中的主流产品。随着开关电源技术应用领域的扩大，对开关电源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以及高功率密度成为趋势，这就对开关电源芯片设计提出了新的挑战。本文首先概述了现有开关电源设计技术及其发展趋势，接着介绍了BUCK变换器的电路结构、工作原理及控制原理。最后进行了芯片系统的仿真研究，其中首先介绍了所选芯片的性能特点及其经典电路图，然后利用LTSPICE进行了仿真验证。关键词：开关电源，BUCK变换器，同步整流，LTSPICE仿真The Design a

4、nd Simulation of the High-Frequency Synchronous BUCK ConvertersAbstractThe widely use in portable electronic products promoted the rapid development of switching power supply technology. The switching power converters are increasingly replacing traditional linear power supply due to its small space,

5、 light weight, low power dissipation, high efficiency, adoption and broad applicability, etc. As the application field expanded, switching power converters have to become more efficient and more reliable with high power density to meet such a stringent requirement. The article introduces the status

6、of switching power converters and its development trend, then shows the circuit of BUCK converters, and then analyzes its working principle and control theory. Finally, the simulation of the BUCK chip was carried out. This section firstly introduces the performance characteristics of the selected ch

7、ip and its classic circuit, then shows the results of the simulation. Key Words：Switching power supply; BUCK converter; Synchronous rectification; Simulation based on LTSPICE 目 录摘 要Abstract第一章 引 言11.1 课题的背景和研究意义11.2 开关电源技术研究现状21.2.1 半导体功率器件21.2.2 软开关技术21.2.3 同步整流技术31.2.4 电压调节模块31.3 开关电源技术发展趋势41.3.1

8、高效率41.3.2 低压大电流41.3.3 智能化设计51.3.4 标准化工作51.4 论文结构和主要内容5第二章 同步整流BUCK变换器原理72.1 BUKC变换器主电路结构和工作原理72.2 BUKC变换器稳态分析82.2.1 连续导通模式（CCM）82.2.2 不连续导通模式（DCM）112.2.3 CCM和DCM的临界条件142.3 BUKC变换器控制原理152.3.1 脉冲宽度调节（PWM）162.3.2 脉冲频率调节（PFM）18第三章 降压型开关电源芯片的仿真研究203.1 LTC3854特点及典型应用电路203.2 仿真及结果分析21第四章 结语24参考文献25致谢26第一章

9、引 言1.1 课题的背景和研究意义随着电子技术的快速发展，电子设备的种类越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系也日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统稳压技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、可靠性高等优点。但由于调整管静态损耗大，需要安装一个很大的散热器给它散热。而且由于变压器工作在50 Hz的工频上，所以其重量较大。又因为调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间需承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只

10、有45 %左右1。受这些缺点的限制,线性稳压电源很难满足现代电子设备发展的要求。20世纪50年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，开发了开关电源。经过近半个世纪的发展，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代线性稳压电源并得到了广泛应用2，各种电池供电的电子产品如照相机、摄像机、录像机、个人数字助理、手机、手提电脑都需要DC/DC变换器等开关电源芯片3。20世纪80年代，计算机全面实现开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展时期4。对于非隔离的DC/DC开关电源，按照电

11、路功能划分，有降压式（BUCK）、升压式（BOOST），还有升降压式（BUCK-BOOST）等。其中品种最多，发展最快的当属降压式（BUCK）。 开关电源技术于20世纪80年代引入我国，随着计算机、通讯、汽车等行业的迅速发展,我国开关电源市场不断增长，开关电源控制器芯片的研究已成为国内功率电子学领域中颇受关注的热点。我国目前能源紧缺，而电源行业又是一个与能源消耗密切相关的行业，因此我们在设计DC/DC开关电源产品时，转换效率必须作为一个重要的指标加以考虑。尤其是随着采用3.6 V锂离子电池作为电源的消费类电子产品市场不断扩大，且功能和性能变得更多和更高，对适用于这类产品的BUCK变换器的性能提

12、出了更高的要求。因此研究BUCK变换器的性能具有重要的理论和现实意义。1.2 开关电源技术研究现状1.2.1 半导体功率器件开关电源变换器最早出现在二十世纪五十年代，只有到了七十年代，随着现代功率半导体器件发展及其稳定性提高，开关电源变换器才得以广泛应用。功率半导体器件仍然是电力电子技术发展的关键，电力电子技术的进步必须依靠不断推出的新型电力电子器件。功率MOSFET管因快速性较好，驱动功率小，成本低，易适用于中小功率的场合而得到广泛应用56。但是MOSFET只能应用于中小功率产品，为了降低通态电阻，美国IR公司采用提高单位面积内的原胞个数的方法。如其开发的一种HEXFET场效应管，其沟槽(T

13、rench)原胞密度已达每平方英寸1.12亿个的世界最高水平，通态电阻R可达3 m。功率MOSFET，500 V TO220封装的HEXFET自1996年以来，其通态电阻以每年50 %的速度下降。IR公司还开发了一种低栅极电荷(Qg)的HEXFET，使开关速度更快，同时兼顾通态电阻和栅极电荷两者同时降低。对于肖特基二极管的开发，最近利用Trench结构有望出现压降更小的肖特基二极管，称作TMBS沟槽MOS势垒肖特基，而有可能在极低电源电压应用中与同步整流的MOSFET竞争。1.2.2 软开关技术脉宽调制（PWM）开关电源按硬开关模式工作，开关过程中，开关器件的电压和电流波形有交叠，因而引起较大

14、的开关损耗。PWM开关电源高频化可以缩小体积、重量，但频率越高，开关损耗就越大。为此必须研究开关电压和电流波形不交叠的技术，即所谓的零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）技术，或称为软开关技术（相对于PWM硬开关技术而言）7。 1994年2月，IEEE电力电子学会组织会议曾经指出，高功率密度DC-DC零电压开关变换器和开关器件性能、无源元件性能以及封装技术都有很大关系，并预测在不久的将来，在保证可靠性增加一倍的基础上，功率变换器成本将降低一半，功率密度可提高一倍。现在，达到这一目标的开关变换器产品已经出现。1.2.3 同步整流技术对于低电压、大电流输出的软开关变换器，进一步提高其效率的措施

15、是设法降低开关的通态损耗。例如同步整流(SR)技术，即以功率MOS管反接作为整流用开关二极管，代替肖特基二极管(SBD)，可降低管压降，从而提高电路效率。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0 V1.2 V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6 V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3 V甚至1.8 V或1.5 V的供电电压，所消耗的电流可达20 A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50 %。即使采用肖特基

16、二极管，整流管上的损耗也会达到（18 %40 %）输出功率，占电源总损耗的60 %以上8。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。同步整流采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管，并通过控制功率MOSFET的驱动电路，实现整流功能。由于功率MOSFET的导通电阻很低，能提高电源效率。一般驱动频率固定，可达200 KHz以上，门极驱动可以采用交叉耦合(Cross-coupled)或外加驱动信号配合死区时间控制实现。1.2.4 电压调节模块电压调节器模块(VRM)是一类低电压、大电流输出DC-DC变

17、换器模块，其主要作用是向微处理器提供稳定的电源，同时也对电脑启动时电压的变化情况和时序作出了明确的要求。根据VRM标准制定的电源电路能够满足不同CPU的要求，减少人工干预的复杂性，简化了稳压电路的电压控制设计。VRM电源规范基本上是随着Intel处理器的发展而发展的，早期PIIPIII遵循VRM8.18.4电源规范，Tualatin核心的PIII及Celeron则开始遵循VRM8.5标准。Intel在推出Willamette、NorthWood核心P4时引入了VRM9.0标准，而下一代Prescott核心则需要VRM10.0标准来支持。这里可以看出VRM版本的不同，也意味着主板可以为不同的CP

18、U提供其工作电压9。早期的VRM是从5 V的直流母线直接供电。最近的一些台式计算机、工作站和服务器已经把12 V输入作为VRM供电电压,在一些笔记本电脑上VRM已经直接把16 V24-V输入变换到1.5 V输出10。可以预测不久的将来,计算机VRM会把输入母线电压提高到48 V11 12 13。1.3 开关电源技术发展趋势1.3.1 高效率如今通信产品日趋小型化，必然要求模块电源减小体积、提高功率密度，而提高效率是与之相辅相成的。目前的新型转换及封装技术可使电源的功率密度达到188 W/ inch3，比传统的电源功率密度增大不止一倍，效率可超过90 %。之所以能达到这些指标，应归功于微电子技术

19、的发展使大量高性能的新型器件涌现出来，从而使损耗降低。较典型的是高性能的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFETS)，其在同步整流器中取代了传统设计中使用的二极管，使压降由0.4 V降到0.2 V；功率MOSFET制造商正在开发导通电阻越来越小的器件，其导通电阻已由180 m降到18 m；高度的硅晶片集成使元件数目减少2/3以上，结构紧密、相对于分立元件的布局减小了杂散电感和连线电阻。高效率可使功耗相对减少，工作温度降低，所需的输入功率减少，也提高了功率密度14。1.3.2 低压大电流随着微处理器工作电压的下降，模块电源输出电压亦从以前的5 V降到了现在的3.3 -V甚至1.8 V，业界预测

20、，电源输出电压还将降到1.0 V以下。与此同时，集成电路所需的电流增加，要求电源提供较大的负载输出能力。对于1 V/100 A的模块电源，有效负相当于0.01 ，传统技术难以胜任如此高难度的设计要求。在10 m负载的情况下，通往负载路径上的每m电阻都会使效率下降10 %，印制电路板的导线电阻、电感器的串联电阻、MOSFET的导通电阻及 MOSFET的管芯接线等对效率都有影响。新技术的发展能把对电路整体布局至关重要的功率半导体和无源元件集成在一起，构成功能完善的基本模块，降低了通往负载路径上的电阻，从而降低了功耗并缩小了尺寸。利用基本模块组合起来的多相设计技术逐步得到推广。由于每相输出电流减小，

21、可以采用较小的功率MOSFETS和较小的电感器和电容器，这样也简化了设计。市场上已出现的基本功率模块封装只有11 mm11 mm大小，开关频率 1 MHz，级联多个模块和相关元件，可获得大于100 A的工作电流，与其它采用分立式元件的电路相比，其效率提高了6 %，功率损耗降低25 %，器件尺寸缩小50 %左右。1.3.3 智能化设计在当今的通信系统中，直流电压的品种不断增加，在5 V、3.3 V、2.7 V甚至1.8 V、1.0 V 以下，功率密度和集成度的提高亦增加了设计难度，传统的手工设计与验证已无法适应快速变化的市场需求，于是，电源辅助设计软件应运而生了。这些软件可指导元器件选择，并提供

22、材料清单、电路仿真及热分析，缩短了电源设计的周期，提高了电源的性能。辅助设计软件可使用多种参数定制电源，包括输入及输出电压范围、最大输出电流等，引导设计人员进行器件选择，它包含完整的变压器设计，使用多种拓扑方法来综合电路，按成本或效率进行优化，并输出元件清单。软件的另一个功能是通过仿真的方法评估模块电源的性能。它可以全面分析电源在稳定状态下的性能，可显示要探测的任何节点处的波形，并用精确的方法来计算效率。另外热分析可根据线路板定位、边缘温度和气流的方向及速度等环境参数给出一幅用不同颜色标记的曲线图，从而帮助设计人员掌握整个线路板在稳定状态条件下的热量分布情况。1.3.4 标准化工作模块电源产品

23、走势日趋模块化、标准化，并以积木式结构组成分布式供电系统，封装式模块电源则以国际工业标准半砖或砖式结构为主。50 W、75 W、100 W及150 W为半砖式结构，200 W、250 W、300 W及400 W为砖式结构。标准化的管脚对设计师和使用者都带来了即插即用的便利，使设计师能够方便地完成产品的设计，利于电源升级。现在，标准对电源产业的作用已越来越被重视，标准化可以缩短产品推向市场的周期并降低成本，但目前多数国内企业采用自己的企业标准生产，按照自己的测试规范测试，各个行业标准也存在着技术指标落后，测试方法可操作性差等问题，导致业界没有统一、完善的设计、生产与检测标准，为了推动模块电源的技

24、术进步，提供国内企业生产质量控制的依据，制定科学的国家标准迫在眉睫。1.4 论文结构和主要内容第一章为绪论部分。首先阐述了课题研究的背景和意义，然后在总结了当前技术发展现状的基础上对开关电源技术今后发展的趋势进行了展望，最后简要交代了本论文的内容和结构安排。第二章介绍了BUCK变换器的电路结构以及工作原理，然后对其进行了稳态分析，包括连续导通模式和不连续导通模式的分析，以及两者之间的转换条件。最后介绍了变换器的控制原理，包括PFM模式和PWM模式。第三章在介绍了芯片典型应用电路的基础上进行了整体仿真验证。第四章是总结，主要对全文内容进行简要的回顾。第二章 同步整流BUCK变换器原理本章首先介绍

25、BUCK变换器的基本结构和工作原理，然后分析BUCK变换器的控制原理和方法。2.1 BUCK变换器主电路结构和工作原理图2.1所示为BUCK变换器基本结构图。它由一个开关管（SWITCH MOSFET），一个同步整流管（RECTIFIER MOSFET）以及LC低通滤波网络和负载RL组成。这是一种同步整流结构，即整流管采用由控制电路控制的功率MOSFET替代外部整流二极管，同步整流结构可以节约变换器成本和面积，提高转换器效率。 图2.1同步整流BUCK变换器基本结构图为分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下几点假设：（1）开关晶体管、整流晶体管均是理想元件，也就是可以快速的导通和截止，而且

26、导通时压降为零，截止时漏电流为零。（2）电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。（3）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。图2.1中，当开关管导通，整流管截止时，忽略开关管的导通压降，电感L两端的电位为VIN和输出电压VO，且近似保持不变，故电感电流线性增加，此时在电感中储存能量。若电容C两端的电压比输出电压略低，则电源还须为电容充电，在电容中储存一定的能量。此过程负载消耗的能量由电源提供。一旦开关管变为截止，整流管导通，电感L中的磁场将改变其两端的电压极性，以保持其电流方向不变。忽略整流管上的压降，电感L两端的电位变为零和VO且近似

27、不变，电感L中的电流线性下降，其中储存的能量提供给负载。同时，当VO有所下降时，电容C也为负载RL提供部分能量。可见，这一过程负载RL消耗的能量由电感L和电容C提供。总之，BUCK变换器就是用电感L和电容C作为储能组件，将能量以离散的形式由输入传到输出的。其中，控制芯片提供反馈控制以得到稳定的输出电压。2.2 BUCK变换器稳态分析根据BUCK变换器中流经电感L的电流在每个周期是否降为零，可以将其工作模式区分为以下两种：（1）连续导通模式（Continuous-Conduction Mode, CCM），（2）不连续导通模式（Discontinuous-Conduction Mode, DCM

28、）。当流过电感的电流不会降为零时，定义变换器工作于连续导通模式；而当其电感电流将会降为零时，定义变换器工作于不连续导通模式，因为此时流经电感的电流不连续。 下面对BUCK变换器稳态特性进行简单的分析，上节中的假设在此仍然成立。2.2.1 连续导通模式（CCM）假设变换器工作在连续导通模式，则在每个周期内流经电感的电流不会降为零，在一个开关周期，开关管经历导通和关断两个状态。设功率管开关周期为T，导通时间和关断时间分别为、, 为导通时间占空比。（1）功率开关管导通状态（）图2.2变换器开关管导通时等效电路图根据同步整流原理，开关管导通时，调整管关断。由上面所做的假设条件可知，电源电压VIN直接加

29、在电感L的一端，而调整管所在的支路断开，等效电路如图2.2所示。电感左右两端的电位分别为VIN和VO，电感电流线性上升。则有 （2-1） 故在开关管导通状态，电感电流增加为 （2-2）（2）功率开关管截至状态（）图2.3 变换器开关管截至时等效电路图当时，开关管关断，整流管导通，等效电路如图2.3所示。因为电感电流不能突变，所以电感两端的电压反向且保持恒定，在下一个周期开关管重新导通之前电感电流线性下降。电感把储存的能量提供给负载。则在开关管关断状态，电感电流减量为 （2-3）在一个开关周期内，电感电流的增量和减量必须相等，否则电感上会出现直流压降，而电感的直流阻抗为很小，这会在电感上产生很大

30、的电流，烧毁电感。即 （2-4） （2-5）上式中代入和的表达式得到和的关系式为 （2-6）由此可知，通过调整占空比，可以调整输出电压。在整个开关周期内，电感都传递能量给滤波电容和负载，而滤波电容每个周期的平均电流为零，其能量的变化量为零。故输出负载电流等于电感的平均电流，即 （2-7）BUCK变换器工作在CCM时的波形图如图2.4所示。图2.4 变换器工作在CCM时的波形图2.2.2 不连续导通模式（DCM）对于变换器进入到不连续模式的情形，开关管导通时的工作过程基本没有变化。而开关管关断时的工作状态分为两个阶段：电感电流下降为零的阶段和电感电流保持为零的阶段。设电感电流上升时间，下降时间和

31、保持为零的时间分别为、和，且。开关管关断时的等效电路如图2.5所示。 （a） DCM模式下开关管关断时的等效电路图(IL0) (b) DCM模式下开关管关断时的等效电路图(IL=0) 图2.5 DCM模式下开关管关断时的等效电路图DCM模式和CCM 模式一样，在一个开关周期内电感首先被充电，然后放电。不同的是，在DCM模式下开关管导通时电感电流由零线性增加到电感峰值电流IPK，而开关管关断时电感电流由IPK线性降低到零，且电流的增量和电流的减量相等。在单个开关周期内，电感电流的增量为 (2-8)其中IPK为电感电流最大值。在单个开关周期内，电感电流的减量为 （2-9）由，可以得到 （2-10）

32、故输入电压与输出电压的关系可表示为 （2-11）重写（2-7）式所示的输出电流与电感平均电流关系式并推导电感电流平均值得到 （2-12）在上式中代入IPK的表达式（2-8），得 (2-13)联立式（2-11）和（2-13），消去D2，得到输出电压和输入电压关于占空比D的表达式如下 （2-14）其中BUCK变换器工作在DCM时的波形图如下图所示。 图2.6 变换器工作在DCM时的波形图2.2.3 CCM和DCM的临界条件如果开关管在下一个周期导通前电感电流就已经下降到零，那么变换器就工作在不连续模式15。这其中还包括这样一种特殊情形，就是当开关关断期间结束时，流经电感的电流刚好等于零，由此可以得

33、到CCM 和DCM 的临界条件。图2.7给出了处于连续导通模式和不连续导通模式的边界的负载电流的情形。 图2.7 CCM和DCM模式的临界状态对于连续导通模式下，单个开关周期内电感的平均电流 ，其中为电感电流纹波大小。显然，如果有成立，那么此时变换器一定处于CCM和DCM的临界状态。因此，变换器若要工作在CCM下，其平均电感电流应该大于其电感电流纹波的一半，即满足： （2-15）是保证电感电流连续的最小电流，则保证电感电流连续的最小电感值为 （2-16）又因为，在占空比最小，即最大时最小电感值可表示为 （2-17）2.3 BUCK变换器控制原理BUCK变换器的控制方式主要有两种:脉冲宽度调制（

34、PWM）和脉冲频率调制 (PFM)。PFM/PWM调制方式均采用时间比率控制(TRC)的稳压原理。无论是改变开关导通时间(TON)还是开关周期(TS)，最终调节的都是脉冲占空比。因此，尽管它们采用的方式不同，但控制目标一致。BUCK变换器的反馈控制方式也有两种：电压反馈和电流反馈。电压反馈是检测输出电压通过负反馈调节输出电压，而电流反馈除了检测输出电压外，还检测输出电流用以反馈调节输出电压。两种方式都是利用反馈原理以得到稳定的输出。BUCK变换器的控制是上面介绍的调制方式和反馈控制方式的组合，分为电压型PWM模式和电流型PWM模式；电压型PFM模式和电流型PFM模式。2.3.1 脉冲宽度调制（

35、PWM）16 17 18脉冲宽度调制（PWM）的特点是固定开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比。因开关周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便。受功率开关最小导通时间的限制，对输出电源不能做宽范围的调节；另外输出端一般要接假负载，以防止空载时输出高电压。控制器通过比较输出电压（或电流）采样值和参考值间的差别，调节功率开关管的导通时间，从而实现变换器稳定输出的功能。在电压型PWM模式中，变换器的占空比正比于实际输出电压与理想输出电压之间的误差差值；在电流型PWM模式中，占空比正比于额定输出电压与变换器控制电流函数之间的误差差值。（1）电压型PWM模式图2.8给出了电压型PWM模式BUCK变

36、换器原理图。图中输出电压的采样信号VFB与带隙参考分压后的参考电压VREF比较，差值经误差放大器放大，得到误差信号VEA，它与锯齿波发生器产生的锯齿波信号由PWM比较器比较，输出一系列占空比变化的脉冲，控制开关管的通断时间以得到稳定的输出电压。这就是电压控制的原理，它是一个单环控制系统。电压反馈控制分析如下：当输出电压升高时，反馈电压VFB升高，误差放大器的输出电压VEA下降，开关管的导通时间也下降，即占空比D减小，因而输出电压下降。反之亦然。 图2.8 电压型PWM模式BUCK变换器原理图（2）电流型PWM模式图2.9给出一个典型的电流型PWM模式的BUCK变换器的控制电路，分为电流环路（交

37、流环路）和电压环路（直流环路）。恒定频率脉冲置位RS触发器，电流检测信号VS跟误差放大器的输出电平VEA由PWM比较器比较，输出控制RS触发器的复位，触发器输出脉冲驱动功率管通断，得到稳定的输出电压。当电流在采样电阻RS上的幅度达到VEA电平时，PWM比较器状态翻转，触发器复位，驱动撤除，功率管截止。控制电路就是这样逐个地检测和调节电流脉冲，达到控制变换器输出的目的。由于电流型PWM模式中的输出电流正比于开关电流或初级电流，所以能在逐个脉冲上控制输出电流，从而电流型具有比电压型更优越的电源电压和负载调整特性。 图2.9 电流型PWM模式BUCK变换器控制电路总的说来，脉宽调制(PWM)保持开关

38、频率恒定，而充放电时间之间的比率随着负载的不同而变化。此技术可在高频情况下提供较宽的负载范围。此外，由于开关频率是固定的，噪声相对较小，使用较简单的低通滤波器就可以大幅度减小输出电压纹波。 2.3.2 脉冲频率调制（PFM）16 19 20脉冲频率调制（PFM）是将脉冲宽度固定，通过改变开关频率来调节占空比。在电路设计上要用固定脉宽发生器来代替PWM调制中的锯齿波发生器，并利用电压频率转换器(如压控振荡器VCO)改变频率。PFM模式同样分为电压型和电流型。同PWM模式相似，电压型PFM模式只对输出电压采样，是单环控制系统；电流型PFM模式是在电压控制基础上，增加电流负反馈环节，使其成为双环控制

39、系统，从而提高电源的性能。(1)电压型PFM模式图2.10给出电压型PFM模式的BUCK变换器原理图。它的原理是采样电压VFB加在比较器的负输入端，当输出电压VO低于参考电压VREF，比较器输出高电平。该高电平允许振荡器输出的方波经触发器驱动功率开关管。 若输出电压VO高于参考电压VREF时，比较器输出低电平，使触发器闭锁，从而振荡器输出的方波不能通过触发器，功率管处于断开状态。这样，控制输出信号的脉冲宽度不变而开关周期变长，使占空比减小，从而起到稳压的作用。这里利用了等效频率的概念。在开关管关断期间，负载靠电感和电容的供电，因此，PFM模式只适用于轻负载。 图2.10 电压型PFM模式BUC

40、K变换器原理图(2)电流模式的PFM调制图2.11给出了电流型PFM模式BUCK变换器原理图。电路由两个反馈环路构成，一个是通过采样输出电压监视输出电压的环路；另一个是过流保护环路。第一个环路的原理与电压模式相同，采样电压VFB与参考电压VREF1由电压比较器比较，其输出控制PFM逻辑电路。第二个环路具有电流限制功能。它通过采样开关管上的压降将电感电流信号转化成电压信号与参考电压VREF2进行比较，以控制电感电流峰值。当电感电流过高时，环路执行电流限制，缩短开关管的导通时间，使电流下降。正常工作时，电路中的两个单稳态触发器（最大开通时间控制MAXSHOT和最小关断时间控制MINSHOT）交替触

41、发，产生脉冲信号。脉冲信号输入到驱动逻辑以控制开关管和整流管的通断，保持输出电压稳定。 图2.11 电流型PFM模式BUCK变换器原理图PFM模式的输出电压调节范围很宽， 在输出电压较高时，其工作频率会自动改变。在负载较轻或者空载情况下，PFM模式的芯片功耗较低，效率较高。它的输出电压精度主要取决于内部电压比较器的精度和参考电压的精度。第三章 降压型开关电源芯片的仿真研究开关电源以其诸多优点得到了广泛的应用。LTSPICE是LT公司推出的功能强大的开关电源设计及仿真软件，本章介绍基于LTSPICE 对电源主控芯片LTC3854进行的仿真研究。3.1 LTC3854特点及典型应用电路电源主控芯片

42、LTC3854为凌力尔特公司(Linear Technology Corporation)推出的纤巧2mm3mm DFN-12封装、宽输入电压范围同步降压型开关DC/DC控制器，该器件能驱动所有N沟道功率MOSFET级。4 V至38 V的输入范围满足多种应用需求，包括大多数中间总线电压和电池化学组成。强大的片上MOSFET栅极驱动器使大功率外部MOSFET能够用范围为 0.8 V至5.5 V的输出电压产生高达20 A的输出电流。这使 LTC3854非常适用于数据通信、电信、工业、汽车、医疗和多功能打印机应用中的负载点调节需求。恒定频率电流模式架构提供固定的400 KHz工作频率。LTC3854

43、具有一个片上5 V稳压器，从而无需独立的偏置电压为该芯片供电。OPTI-LOOP补偿允许瞬态响应在宽输出电容和ESR值范围内得到优化，包括全陶瓷电容器设计。输出电流检测测量输出电感器 (DCR)或一个可选检测电阻两端的压降。在短路和过载情况下，电流折返限制了MOSFET热耗散。此外，LTC3854具有可调软启动，以控制接通时间并控制浪涌电流。可选连续或断续电感器电流模式可用来安全地为预偏置负载供电。防贯通保护防止功率MOSFET中的贯通电流。LTC3854以高达96%的占空比工作，具有非常低的压差电压，以延长电池供电应用的运行时间。LTC3854具有一个精确的0.8 V基准，在-40 C至85

44、 C的工作温度范围内具有1 %的准确度。LTC3854典型应用电路如图3.1所示。图3.1 LTC3854典型应用电路3.2 仿真及结果分析设置仿真参数：VIN=5 V,L1=6 H,负载电阻RL=0.5 ，C1=660F，开关管采用RJK0305DPB N型功率MOSFET，整流管采用RJK0301DPB N型功率MOSFET，工作频率为400 KHz，仿真时间为6ms，对图3.1中典型电路进行仿真，得到输出电压UOUT=1.00012 V， Q1控制信号占空比为20 %，如图3.2所示。比较图3.2中输入电压与输出电压值关系，得到，满足。（a） 输出电压UOUT波形（b） Q1控制信号波形

45、图3.2 输出电压与Q1控制信号波形保持仿真参数不变，观测电感电流、负载电流及Q1控制信号波形，波形结果如图3.3所示。图3.3中方波为Q1开关控制信号波形；三角波为电感电流波形。从图3.3中可以看出，Q1导通时，输入电源向电感充入电流；Q1关断时，电感中的能量转换输出。并且，输出电流与电感电流值满足的关系。图3.3 电感电流、负载电流及Q1控制信号波形图第四章 结语近年来，DC/DC开关变换器以其转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻等优点，广泛应用于电子产品中。开关变换器的总体发展趋势为：高效率、低压大电流、智能化设计、标准化工作等。本文研究了BUCK型DC/DC变换器的主电路结构及工作原理，分析了其稳态及主要控制模式，并对LTC3854芯片进行了仿真验证。通过本次课题的研究与实践，使我得到了进一步的锻炼，加深了开关电源方面的知识。由于