课程设计（论文）控制直流调速系统设计.doc

《课程设计（论文）控制直流调速系统设计.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《课程设计（论文）控制直流调速系统设计.doc（26页珍藏版）》请在三一办公上搜索。

1、目录第1章 引言11.1课题来源11.2 直流电动机的调速方法介绍11.3 选择PWM控制系统的理由31.5 设计技术指标要求3第2章 PWM控制直流调速系统主电路设计52.1 主电路结构设计52.1.1电路组成及系统分析52.2电路总体介绍52.2.1主电路工作原理62.2.2降压斩波电路与电机的电动状态62.2.3升压斩波电路与电机的制动状态72.2.4半桥电路与电机的电动和制动运行状态72.2.5电机可逆运行的实现72.3 PWM变换器介绍82.4.2 缓冲电路参数142.4.3 泵升电路参数14第3章PWM控制直流调速系统控制电路设计163.1控制电路设计163.1.1 SG3525的

2、应用163.1.2 SG3525芯片的主要特点163.1.3 SG3525引脚各端子功能173.1.4 SG3525的工作原理193.2 LM1413的应用193.3脉冲变压器的应用193.4速度调节器（ST-1）203.5电枢电流调节器（LT-1）223.6速度变换单元（FBS）243.7电流检测243.8 脉冲变压器253.9 给定单元25第1章 引言1.1课题来源目前，直流调速技术的研究和应用已达到比较成熟的地步，尤其是随着全数字直流调速的出现，更提高了直流调速系统的精度及可靠性。目前国内各大专院校，科研单位和厂家也都在开发直流调速装置，但大多数调速技术都是结合工业生产中，而在民用中应用

3、相对较少，所以应用已有的成熟技术开发性能价格比高的，具有自主知识产权的直流调速单元，将有广阔的应用前景。直流斩波电路原理实验和直流电机的PWM调速实验都是电力电子技术课程要求必须开设的实验。本课题是应生产教仪的厂家的需要,研制开发出一套控制平滑、稳定、经济、实用、简便、可靠性高、操作方便的直流调速控制挂箱以供大中专院校实验教学之用,利用该挂箱设备可以进行的实验项目有: 降压斩波电路实验升压斩波电路实验可逆直流PWM调速实验，实现了斩波实验电路与可逆PWM调速实验电路的兼容。本系统采用转速环和电流环双闭环结构,因此需要实时检测电机的电枢电流并把它作为电流调节器的反馈信号。1.2 直流电动机的调速

4、方法介绍直流电动机的调速方法有三种：（1）调节电枢供电电压U。改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容量可调直流电源。（2）改变电动机主磁通。改变磁通可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。变化时间遇到的时间常数同变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。（3）改变电枢回路电阻R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。但是只能进行有级调速，调

5、速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主速。改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源，常用的可控直流电源有以下三种：（1）旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。（2）

6、静止可控整流器。用静止的可控整流器，如汞弧整流器和晶闸管整流装置，产生可调的直流电压。（3）直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电，利用直流斩波或脉宽调制的方法产生可调的直流平均电压。由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替旋转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点，而且缩短了响应时间，但是由于汞弧整流器造价较高，体积仍然很大，维护麻烦，尤其是水银如果泄漏，将会污染环境，严重危害身体健康。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统（即晶闸管电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard

7、系统）已经成为直流调速系统的主要形式。但是，晶闸管整流器也有它的缺点，主要表现在以下方面：（1）晶闸管一般是单向导电元件，晶闸管整流器的电流是不允许反向的，这给电动机实现可逆运行造成困难。必须实现四象限可逆运行时，只好采用开关切换或正、反两组全控型整流电路，构成V-M可逆调速系统，后者所用变流设备要增多一倍。（2）晶闸管元件对于过电压、过电流以及过高的du/dt和di/dt十分敏感，其中任意指标超过允许值都可能在很短时间内元件损坏，因此必须有可靠的保护装置和符合要求的散热条件，而且在选择元件时还应保留足够的余量，以保证晶闸管装置的可靠运行。（3）晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发，因此，晶闸管

8、可控制整流器对交流电源来说相当于一个感性负载，吸取滞后的无功电流，因此功率因素低，特别是在深调速状态，即系统在较低速运行时，晶闸管的导通角很小，使得系统的功率因素很低，并产生较大的高次谐波电流，引起电网电压波形畸变，殃及附近的用电设备。如果采用晶闸管整流装置的调速系统在电网中所占容量比重较大，将造成所谓的“电力公害”。为此，应采取相应的无功补偿、滤波和高次谐波的抑制措施。（4）晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，而且脉波数总是有限的。如果主电路电感不是非常大，则输出电流总存在连续和断续两种情况，因而机械特性也有连续和断续两段，连续段特性比较硬，基本上还是直线；断续段特性则很软，而且呈现出显著的非

9、线性。由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。1.3 选择PWM控制系统的理由脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。PWM系统在很多方面具有较大的优越性 ：1） PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000左右。4）如果可以与快速响应的电动机配合

10、，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。 6）直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。 1.4 采用转速电流双闭环的理由同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的

11、动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的

12、干扰，必须对电枢电流进行调节。以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。1.5 设计技术指标要求1.直流电动机：型号：DJ15功率：485W电枢电压：220V电枢电流：1.2A额定转数：1600rpm2.调速范围：1：12003.起动时超调量：电流超调量:；转速超调量: 第2章 PWM控制直流调速系统主电路设计2.1 主电路结构设计2.1.1电路组成及系统分析流脉宽调速电路原理图如图1所示, 其中直流斩波电路可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合,采用IGBT作为自关断器件,利用集成脉宽调制控制器SG3525产生的脉宽调制信号作为驱动

13、信号,由两个IGBT及其反并联的续流二极管组成。2.2电路总体介绍三相127 V交流电经桥式整流电路，滤波电路变成直流电压加在P、N两点间，直流斩波电路上端接P点，下端接N点，中点公共端(COM)(如图1所示)。若使COM端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机正转。若T2截止，T1周期性地通断，在T1导通的T。 时间内，形成电流回路PT1一AB-N，此时UAB0， AB0；在T1截止时由于电感电流不能突变，电流 AB经D2续流形成回路为A-B-D2-A，仍有UAB0，IAB0，电机工作在正转电动状态(第一象限)，T1，D2构成一个Buck变换器。若T1截止，T2周期性地通断，在T2导通的

14、T。 时间内，形成电流回路AT2一B_A；在T2截止时，由于电感电流不能突变，电流 AB经D1续流形成回路为AD1一PN A，此时UAB()，lABd0，电机工作在正转制动状态(第二象限)，T2，D1构成一个Boost变换器。只要改变T1，T2导通时间的大小，即改变给T1，T2所加门极驱动信号脉冲的宽度，即可改变UAB和IAB的大小调控直流电动机的转速和转矩。若使COM 端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机工作在正转电动或制动状态(I，象限)，若使COM端与B相接而A端接N，可使电机工作在反转电动或制动状态(II，IV象限)。正转或反转状态电机电枢绕组的连接通过状态开关进行切换。这样仅

15、用两个开关器件就可实现电机的四象限运行。电机的转速经测速发电机以及FBS(转速变换器)输出到ASR(转速调节器)，作为ASR的输入并和给定电压比较，组成系统的外环，ASR的输出作为ACR(电流调节器)的输入并和主电路电流反馈信号进行比较作为系统的内环。由于电流调节器的输出接到SG3525的第2脚，R2为限流电阻，所以要求电流调节器再通过一个反号器的输出电压的极性必须为正，转速调节器的输出作为电流调节器的给定则又要求其输出电压信号为正，最后转速调节器的给定选择了负极性的可调电压，如图1所示。ASR和ACR均采用PI调节器，利用电流负反馈与速度调节器输出限幅环节的作用，使系统能够快速起制动，突加负

16、载动态速降小，具有较好的加速特性。2.2.1主电路工作原理本设计电路中主电路部分由直流电源、两个IGBT管组成，可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合，下面结合H型桥式可逆直流PWM调速电路图来对降压、升压斩波电路进行介绍。2.2.2降压斩波电路与电机的电动状态图2-2中如果始终保持T4导通、T3关断（如图2-3所示），并使T2截止、T1周期性地通断，在T1导通的Ton时间内，vAB=vPN0,iAB0; 在T1截止的Toff时间内，由于电感电流不能突变，iAB经D2续流，vAB=0，A、B两端电压的平均值VAB=Ton VPN/(Ton+Toff)=VPN,为占空比。可见在图3.2.2中

17、当T2截止时由T1、D2构成了一个降压斩波电路，iAB0，vAB0，电机工作在正向电动状态。图2-3 半桥变换电路图2-2 H型桥式变换电路2.2.3升压斩波电路与电机的制动状态图2-3中若T1截止、T2周期性地通断，在T2导通的Ton时间内，vAB= 0, iAB0;在T2截止的Toff时间内，由于电感电流不能突变，电流iAB经D1续流，vAB=vPN，A、B两端电压的平均值VAB= ToffVPN/(Ton+Toff)=（1）VPN,可见当T1截止时由T2、D1构成了一个升压斩波电路，vAB0, iAB0，电机工作在正向制动状态，将电能回送给直流电源。2.2.4半桥电路与电机的电动和制动运

18、行状态由上述分析可知，在图2-3所示的半桥电路中，若T2截止、T1通断转换时由T1、D2构成了降压斩波电路，电机工作在正向电动状态；若T1截止、T2通断转换时由T2、D1构成了升压斩波电路，电机工作在正向制动状态。在图2-2中如果始终让T2导通、T1断开则类似地，当T4截止时，由T3、D4构成了降压斩波电路，电机工作在反向电动状态；当T3截止时，由T4、D3构成了升压斩波电路，电机工作在反向制动状态。2.2.5电机可逆运行的实现由以上对可逆H桥电路的分析可知，电机的正反转是通过两个半桥电路即两套升/降压斩波电路交替工作来实现的，（正转时由T1、T2组成的半桥电路工作，反转时由T3、T4组成的半

19、桥电路工作）。因此设计出一种半桥型可逆PWM调速电路，即用一套升/降压斩波电路通过一个转换开关的切换既可用于电机的正转也可用于电机的反转，它与H桥电路相比节省了两个开关器件，而且大大简化了电路，状态开关的连接如图3.2.6所示，当A接COM, B接N时，电机正转（工作在、象限），当A接N，B接COM时，电机反转（工作在、象限）图3.2.6 转换开关连接图 2.3 PWM变换器介绍脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析。不可逆PWM变换

20、器分为无制动作用和有制动作用两种。图2-4（a）所示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。电源电压一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD在电力晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。图2-4简单的不可逆PWM变换器电路（a）原理图 （b）电压和电流波型电力晶体管VT的基极由频率为f，其脉冲宽度可调的脉冲电压驱动。在一个开关周期T内，当Error! No bookmark name given.时，为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当时，为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续

21、流。电动机电枢两端的平均电压为 式中，PWM电压的占空比，又称负载电压系数。的变化范围在01之间，改变，即可以实现对电动机转速的调节。 图2-4（b）绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压、平均电压和电枢电流的波型。由图可见，电流是脉动的，其平均值等于负载电流（负载转矩， 直流电动机在额定磁通下的转矩电流比）。由于VT在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即在期间 在期间 式中，R，L电动机电枢回路的总电阻和总电感；E电动机的反电动势。PWM调速系统的开关频率都较高，至少是14kHz，因此电流的脉动幅值不会很大，再影响到转速n和反电动势E的波动就更小，在分析时可以忽略不计，

22、视n和E为恒值。这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路。这种PWM调速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。图2-5（a）所示为具有制动作用的不可逆PWM变换电路，该电路设置了两个电力晶体管VT1和VT2，形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的通路。这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行。VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即。当电动机工作在电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流分为两段变化。在期间，为正，VT1饱和导通；为负，VT

23、2截止。此时，电源电压加到电动机电枢两端，电流沿图中的回路流通。在期间，和改变极性，VT1截止，原方向的电流沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使VT2不可能导通。因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下实际上是电力晶体管VT1和续流二极管VD2交替导通，而VT2则始终不导通，其电压、电流波型如图2-5（b）所示，与图2-1没有VT2的情况完全一样。如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使电动机电枢两端的平均电压降低。但是由于惯性，电动机的转速n和反电动势E来不及立刻变化，因而出现的情况。这时电力晶体管VT2能在电动

24、机制动中起作用。在期间，VT2在正的和反电动势E的作用下饱和导通，由E产生的反向电流沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到t=T为止。在（也就是）期间，因变负，VT2截止，只能沿回路4经二极管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通。在整个制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于发电状态，电压和电流波型图2-5（c）。反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。图2-5 具有制动作用的不可逆PWM变换电路这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的

25、轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即期间）沿回路2径VD2的续流电流很快衰减到零，如在图2-5（d）中的期间的时刻。这时VD2两端的压降也降为零，而此时由于为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流，产生局部时间的能耗制动作用。到了期间，VT2关断，又沿回路4经VD1续流，到时衰减到零，VT1在作用下因不存在而反压而导通，电枢电流再次改变方向为沿回路经VT1流通。在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图2-5（d）。综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而

26、且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。由具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的直流调速系统，电动机有两种运行状态，在电动状态下，依靠电力晶体管VT1的开和关两种状态，在发电制动状态下则依靠VT2的开和关两种状态。两种工作状态下电路电压平衡方程式都分为两个阶段，情况同简单的不可逆的PWM变换器电路相同，即在期间为式，在期间为式，只不过两种状态下电流的方向相反，即在制动状态时为。可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图2-6所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。 图2-6 可逆PWM变换器电路 （a）T型 （b）

27、H型 T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。H型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。（1）双极式可逆P

28、WM变换器：双极式可逆PWM变换器的主电路如图2-3（b）所示。四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即，VT1和VT4同时导通和关断；，VT2和VT3同时导通和关断。而且，和，相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压在一个周期内有正负极性变化，这是双极式PWM变换器的特征，也是“双极性”名称的由来。由于电压极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图2-7所示。图2-7 双极式PWM变换器电压和电流波形 （a）电动机负载较重时 （b）电

29、动机负载较轻时如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在时，和为正，VT1和VT4饱和导通；而和为负，VT2和VT3截止。这时，加在电枢AB两端，电枢电流沿回路流通（见图2-7（b），电动机处于电动状态。在时，和为负，VT1和VT4截止；和为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，电枢电流沿回路2流通，电动机仍处于电动状态。有关参量波形图示于图2-7（a）。如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当时，。于是在时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（）

30、和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。在（）时，和变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然和为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在制动状态。当时，VT1和VT4才导通，电流又沿回路1流通。有关参量的波形示于图2-7（b）。这样看来，双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在和之间变换；后者的电压只在和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现

31、电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。当正脉冲较宽时， ，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当正脉冲较窄时，平均电压为负，电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为 若仍以来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为。改变即可调速，的变化范围为。为正值，电动机正转；为负值，电动机反转；，电动机停止运转。在时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。但是这个交变电

32、流使电动机产生高频微振，可以消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用，有利于快速切换。2.4 参数设计2.4.1 IGBT管的参数IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图2-6所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：管子类型：NMOS场效应管极限电压Vm：600V极限电流Im：27 A耗散功率P：200 W 额定电压

33、U：220V额定电流I：1.2A图2-8 IGBT信号及波形图2.4.2 缓冲电路参数如图2-3(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。 IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达30-50kHz；因此很小的电路电感就可能引起颇大的，从而产生过电压，危及IGBT的安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGB

34、T的容量。缓冲电路参数：经实验得出缓冲电路电阻R=10K；电容。2.4.3 泵升电路参数 如图2-6所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个VT组成。泵升电路中电解电容选取C=2000；电压U=450V；VT选取IRGPC50U 型号的IGBT管；电阻选取R=20。直流调速总图第3章PWM控制直流调速系统控制电路设计3.1控制电路设计3.1.1 SG3525的应用集成脉宽调制控制器SG3525是控制电路的核心，它采用恒频脉宽调制控制方案，适合于各种开关电源、斩波器的控制。本实验电路中用SG3525产生的脉宽调制信号作为IGBT的驱动信号，其外围电路接线图见图3-1。图3-1 SG

35、3525外围电路接线图 3.1.2 SG3525芯片的主要特点SG3525为美国Silicon General公司生产的专用PWM控制集成电路，如图3-2所示。图3-2 SG3525芯片的内部结构它采用恒频脉宽调制控制方案，其内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。调节Ur的大小，在A、B两端可输出两个幅度相等、频率相等、相位相互错开180度、占空比可调的矩形波（即PWM信号）。它适用于各开关电源、斩波器的控制。输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0-50%可调.每一通道的驱动电流最大值可达200mA,灌拉电流峰值可达500mA。可直接驱动功率MOS管，工

36、作频率高达400KHz，具有欠压锁定、过压保护和软启动振荡器外部同步、死区时间可调、PWM琐存、禁止多脉冲、逐个脉冲关断等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动及关断电路等组成，可正常工作的温度范围是0-700C。基准电压为5.1 V士1%，工作电压范围很宽，为8V到35V.3.1.3 SG3525引脚各端子功能SG3525采用16端双列直插DIP封装，各端子功能介绍如下:1脚:INV. INPUT(反相输入端):误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80db，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以

37、是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1. 5V-5. 2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。2脚:NI. INPUT (同相输入端):此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2. 5V的基准比较电压与INV. INPUT端的取样电压相比较。3脚:SYNC(同步端):为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。4脚:OSC. OUTPUT(同步输出端):同步脉冲输出。作为

38、多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。输出锯齿波电压范围为0. 6V到3. 5V.5脚:Cr(震荡电容端):震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001,u F到0. 1 u F。正常工作时，在Cr两端可以得到一个从0.6V到3. 5V变化的锯齿波。6脚:Rr(震荡电阻端):震荡电阻一端接至6脚，另一端直接接至地端。Rr的阻值决定了内部恒流值对Cr充电。其取值范围为2K欧到150K欧 Rr和Cr越大充电时间越长，反之则充电时间短。7脚:DISCHA

39、TGE RD(放电端):Cr的放电由5. 7两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利与通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽。其取值范围为0欧到500欧。放电电阻RD和CT越大放电时间越长，反之则放电时间短。8脚:SOFTSTATR(软启动):比较器的反相端即软启动器控制端8,端8可外接软启动电容，该电容由内部Vf的50uA恒流源充电。9脚:COMPENSATION(补偿端):在误差放大器输出端9脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1. 5V到5. 2V.10脚:SHUTDOWN(关断端):10端为PW

40、M锁存器的一个输入端，一般在10端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8接的电容C:将被放电。电路正常工作时，该端呈高电平，其电位高于锯齿波的峰值电位(3. 30。在电路异常时，只要脚10电压大于0. 7V，三极管导通，反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压(0.9V)，使得输出PWM信号关闭，起到保护作用.11脚:OUTPUT A,14脚: OUTPUT B(脉冲输出端):输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快.11脚和14脚相位相差1800，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收之间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为

41、l00ns。可以在V处接一个约0. luf的电容滤去电压尖峰。12脚:GROUND(接地端):该芯片上的所有电压都是相对于GROUND而言，即是功率地也是信号地。在实验电路中，由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12脚而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。13脚:VC(推挽输出电路电压输入端):作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。可以和15脚共用一个电源，也可用更高电压的电源。电压范围是1. 8V-3. 4V.15脚:+VIN(芯片电源端):直流电源从15脚引入分为两路:一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压;另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1士1%V的内部基准

42、电压。如果该脚电压低于门限电压(Turn-off: 8V)，该芯片内部电路锁定，停止工作基准源及必要电路除外)使之消耗的电流降至很小(约2mA).另外，该脚电压最大不能超过35V.使用中应该用电容直接旁路到GROUND端。16脚:VREF(基准电压端):基准电压端16脚的电压由内部控制在5. 1 V土1%。可以分压后作为误差放大器的参考电压。3.1.4 SG3525的工作原理 SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT

43、引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。 SG3525的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5 的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相

44、输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常

45、工作。 欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。 此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位3.2 LM1413的应用LM1413是一种复合晶体管（达林顿电路）阵列驱动器，增益和耗散功率大，可靠性高。由于SG3525的驱动能力有限，本电路中把SG3525第11、14脚的输出信号经LM1413放大后再驱动IGBT。3.3脉冲变压器的应用从LM1413的15、16脚输出的信号加在脉冲变压器一次侧，经脉冲变压器隔离放大后再驱动IGBT。3.4速度调节器（ST-1）速度调节器（ST-1）适用不可逆可控硅直流传动系统，它用来放大速度偏差信号，并对速度偏差信号进行比例积分运算后输出，它的输出信号又作为电流给定信号施加给电流调节器。