毕业论文双E类逆变器拓扑电路仿真研究16059.doc

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1、本科毕业设计（论文）（双E类逆变器拓扑电路仿真研究）*燕 山 大 学2012年 6月 摘 要感应加热电源是利用电涡流对工件加热的一种装置，由于具有诸多优点而在工业中得到了广泛的应用。目前，国内中频电源已经非常成熟，高频电源在频率、容量等方面还有待提高。因此本文针对高频电源进行了理论分析和研究。文中首先介绍了感应加热电源的工作原理并讲述了国内外的研究现状。接下来分析了E类逆变器的工作原理和双E类逆变器的工作原理，以及工作在最佳状态下MOSFET的电流电压波形，为接下来设计双E类逆变器做了准备。然后分析了谐振电路、E类逆变器的谐振频率等，设计计算了双E逆变器电路的参数。根据双E类逆变器的原理，为使

2、其工作在最佳状态，设计了闭环控制电路。最后用pspice仿真，验证设计方案的可行性。关键词感应加热；MOSFET；E类逆变器；pspiceAbstractPower supply for induction heating is an equipment to heat the work piece by whirling current and it is applied widely in industry because of its many virtues. Now, intermediate frequency power supply is perfect, but high f

3、requency power supply has defects in the aspects of frequency and capacity and so on. So high frequency power supply is developed in this thesis.Firstly, operation principle of induction heating is introduced and the actuality of the power supply for induction heating is summarized. Then analysis th

4、e operation principle of class-E inverter, double class-E inverter. and the MOSFET current and voltage waveforms in the best condition, which is preparation for design double class-e inverter next. Moreover series resonant inverter is selected as inverter circuit and explain the resonant frequency o

5、f class-E and double class-E via analysis. In order to simulation the circuit, the inverter circuit parameters are designed and calculated. According to the principle of double class-E inverter, in order to make it work in the best condition ,design closed-loop control circuit. Finally using pspice

6、simulation to verify the feasibility of the design.Keywordsinduction heating; MOSFET; class-E inverter; pspice 目 录摘 要IAbstractII第1章 绪论11.1 课题背景11.1.1 感应加热电源的基本原理11.1.1.1 电磁感应与感应加热11.1.1.2 透入深度与集肤效应21.2 感应加热电源的发展现状31.2.1 国外感应加热电源的现状31.2.2 国内感应加热技术现状41.3 电力电子器件的发展51.4 论文选题意义及主要工作6第2章 E类逆变器结构与原理分析82.1

7、单E类逆变器原理分析92.2 双E类逆变器原理分析11本章小结13第3章 E类逆变器的设计和计算143.1 基本谐振电路143.2 E类逆变器的谐振频率153.2.1 单E类逆变器谐振频率153.2.2双E类逆变器谐振频率163.3 E类逆变器的设计和参数计算163.3.1 品质因数163.3.2 MOSFET的选择173.3.3主电路参数计算183.4 控制电路设计19本章小结21第4章 实验仿真224.1 E类逆变器的调试224.2 仿真波形24本章小结27结论28参考文献29致 谢31附录132附录237附录342附录450附录558第1章 绪论1.1 课题背景感应加热技术是一种先进的加

8、热技术，它具有传统加热方法所不具备的优点，因而在国民经济和社会生活中获得了广泛的应用。此项技术的核心内容之一就是感应加热电源的研制。电源的性能价格比直接决定了其获得应用的速度与广度，随着电力电子器件制造成本正在迅速下降，不断提升其性能水平是这种新技术获得最大限度推广的重要条件。1.1.1 感应加热电源的基本原理1.1.1.1电磁感应与感应加热Michael Farady于1831年建立的电磁感应定律说明，在一个电路围绕的区域内存在交变磁场时，电路两端就会产生感应电动势，当电路闭合时则产生电流。这个定律同时也就是今天感应加热的理论基础。1感应加热的原理图如图1-1所示： 图1-1 感应加热的原理

9、图如上图，当感应线圈上通以交变电流时，线圈内部会产生相同频率的交变磁通，交变磁通又会在金属工件中产生感应电势。根据MAXWELL电磁方程式，感应电动势的大小为： (1-1)式中N是线圈匝数，假如是按正弦规律变化的，则有： (1-2) 那么可得到感应电动势为： (1-3)因此感应电动势的有效值为： (1-4)由此可见，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的，然后电能在金属内部转变为热能。感应线圈与被加热金属并不直接接触，能量是通过电磁感应传递的。另外需要指出的是，感应加热的原理与一般电气设备中产生涡流以及涡流引起发热的原理是相同的，不同的是在一般电气设备中涡流是有害的，而感应加热却是利用涡流进

10、行加热的。这样，感应电势在工件中产生感应电流（涡流），使工件加热。其焦耳热为： (1-5)式中，：电流通过电阻产生的热量（）； ：电流有效值（）； ：工件的等效电阻（）； ：工件通电的时间（）。由式（1-4）可以看出，感应加热和发热功率与频率高低和磁场强弱有关。感应线圈中流过的电流越大，其产生的磁通也就越大，因此提高感应线圈中的电流可以使工件中产生的涡流加大；同样提高工作频率也会使工件中的感应电流加大，从而增加发热效果，使工件升温更快。另外，涡流的大小还与金属的截面大小、截面形状、导电率、导磁率等有关。1.1.1.2 透入深度与集肤效应在导体中流过电流时，在它的周围便同时产生磁场、通过的电流为

11、直流时，产生的磁场是固定的，不影响导体的导电性能；而通过交流电时，产生的磁场是交变的，会引起集肤效应，使大部分电流在导体的表面流通，即有效导电面积减小，电阻增加。交流电流的频率越高，集肤效应越严重。透入深度的规定是由电磁场的集肤效应而来的。电流密度在工件中的分布是从表面向里面衰减，其衰减大致是呈指数规律变化。工程上规定：当导体电流密度由表面向里面衰减到数值等于表面电流密度的0.368倍时，该处到表面的距离称为电流透入深度。因此可以认为交流电流在导体中产生的热量大部分集中在电流透入深度内。透入深度可用下式来表示： (1-6)式中，：导体材料的电阻率（）；：导体材料的相对磁导率；：电流频率（）。从

12、（1-6）可知，当材料的电阻率，相对磁导率确定以后，透入深度仅与频率的平方根成反比，因此它可以通过改变频率来控制。频率越高，工件的发热层越薄，这种特性在金属热处理中得到了广泛的应用，如猝火、热处理等。 1.2 感应加热电源的发展现状感应加热技术从诞生至今，经过近百年的发展，取得了令人瞩目的成果，尤其是六十年代以后，固态电力电子器件的出现于发展，使感应加热技术和现代化生产许多方面密切相关，发展了很大的生产力的作用，因此世界各国都十分关注感应加热技术的发展，并投入了相当的经济支持和技术力量。目前传统的感应加热电源与固态感应加热电源取长补短，互补共存。1.2.1 国外感应加热电源的现状低频感应加热的

13、特点是透热深度深、工件径向温差小，热应力小，热处理工件变形小，比较适合大型弓箭的整天透热、大容量炉的熔炼和保温。目前，在低频感应加热场合普遍采用传统的工频感应炉。国外的工频感应加热装置可达数百兆瓦，用于数十吨的大型工件的透热或数百吨的钢水保温。预计短期内，以固态器件构成的低频感应加热电源在功率容量、价格和可靠性方面还难以与简单的工频感应炉竞争，虽然其效率、体积和性能均优于工频炉。在中频（15010）范围内，晶闸管感应加热装置已完全取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器，国外的装置容量已达数十兆瓦。在超音频（10100）范围内，早期基本是空白，晶闸管出现以后，一度曾采用晶闸管以时间分割电路和倍频器

14、构成的超音频电源。八十年代开始，随着一系列新型功率器件的相继出现，以这些新型器件（主要有GTO、GTR、MCT、IGBT、BSIT、和SITH）构成的结构简单的全桥型超音频固态感应加热电源逐渐占据了主导地位，其中以IGBT应用最为普遍。这是因IGBT使用起来方便可靠，很受电路设计者的欢迎。1994年日本采用IGBT研制出了1200KW/50的电流型感应加热电源，逆变器工作于零电压开关状态，实现了微机控制。西班牙在1993年也已经报道了3600KW/100的IGBT电流型感应加热电源，欧、美地区的其它一些国家如英国、法国、瑞士等的系列化超音频感应加热电源也达数百千瓦。在高音频（100以上）领域，

15、国外目前正处于从传统的电子管振荡器向固态电源的过渡阶段。以日本为例其系列化的电子管振荡器的水平为5100KW/100500，而其采用SIT的固态高频感应加热电源的水平可达400KW/400，并且在1987年就已开始研制1200KW/200的SIT电源。欧美各国采用MOSFET感应加热电源的容量已达480KW/50200，比利时的Inducto Elphiac公司生产的电流型MOSFET感应加热电源的水平可达1/15600，美国英达公司的网页上最近可以看到他们已经推出2000KW/400的MOSFET高频感应加热电源。1.2.2 国内感应加热技术现状我国感应加热技术从50年代开始就被广泛应用于工

16、业生产中。60年代末开始研制晶闸管中频电源。到目前已经形成了一定范围的系列化产品，并开拓了较为广阔的应用市场。在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，已经形成了5008000/100300KW的系列化产品。但国产中频电源大多采用并联谐振逆变器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同时，尽快研制出结构简单，易于频繁启动的串联谐振中频电源也是中频领域有待解决的问题。在超音频领域的研究工作八十年代已经开始。浙江大学采用晶闸管倍频电路研制了50KW/50的超音频电源，采用时间分割电路研制了30的晶闸管超音频电源、从九十年代初开始，国内采用IGBT研制超音频电源。浙江大学研制

17、开发的50KW/50IGBT超音频电源已经通过浙江省技术鉴定。总的来说，国内目前的超音频电源研制水平大致为500KW/50，与国外的水平相比还有一定的差距。1.3 电力电子器件的发展1957年，美国研制出世界上第一只普通的（400一下）反向阻断型可控硅，后称晶闸管（SCR）。经过60年代的工艺完善和应用开发，到了70年代，晶闸管已经形成从低压小电流到高压大电流的系列产品。在这期间，世界各国还研制出一系列的派生器件，如不对称晶闸管（ASCR）、逆导晶闸管（RCT）、门极辅助关断晶闸管（GATT）、光控晶闸管（LTSCR）以及80年代迅速发展起来的可关断晶闸管（GTO）。由晶闸管及其派生器件所构成

18、的各种电力电子装置在工业应用中主要解决了传统的电能变换装置中所存在的能耗大和装置笨重的问题，因此电能的利用率大大提高了，同时也使工业噪声得到一定程度。目前INTERNET上可以查到的高压大电流晶闸管有POWEREX推出的用于高压交流开关和静止无功发生器用的12000V/1500A的晶闸管。1948年美国贝尔实验室发明了第一只晶体管以来，经过20多年的努力，到了70年代，用于电力变化的晶体管（GTR）已进入工业应用领域，由于GTR具有自关断能力且开关速度可达20，在PWM技术中一度得到了广泛的应用，并促使装置性能进一步提高和传统直流电源装置的革新，出现了所谓的“20千周革命”，但因功率晶体管存在

19、二次击穿、不易并联以及开关频率仍然偏低等问题，它的应用受到了限制。70年代后期，电力半导体器件在高频化进程中一个标志性器件，功率场效应晶体管（power MOSFET）开始进入实用阶段。进入80年代，人们又在降低器件的导通电阻、消除寄生效应、扩大电压和电流容量以及驱动电路集成化等方面进行了大量的研究，取得了很大的进展。功率场效应管中应用最广的是电流垂直流动结构的器件（VDMOS）。它具有工作频率高（几十千赫至数百千赫，低压管可达兆赫）、开关损耗小、安全工作区宽（不存在二次击穿问题）、漏极电流为负温度特性（易并联）、输入阻抗高等优点，是一种场控型自关断器件，为目前电力电子技术赖以发展的主要器件之

20、一。100A/1000V的VDMOS已商品化，研制水平达250A/1000V，其电流的容量还有继续增大的趋势。尽管VDMOS器件的开关速度非常快，但其导通电阻与成正比，这就限制了它在高压大功率领域的应用。80年代电力电子器件较为引人注目的成就之一就是开发出双极型复合器件。研制复合器件的主要目的是实现器件的高压、大电流参数同动态参数之间的最合理的折中，使其兼有MOS器件和双极型器件的突出优点，从而产生出较为理想的高频、高压和大电流器件。目前最有发展前途的复合器件是绝缘栅双极型晶体管IGBT和MOS栅控晶闸管MCT，IGBT于1982年在美国率先研制出样品，1985年开始投产。目前最高电压已达45

21、00V，最大电流可为1800A。MCT是80年代后期出现的另一种比较理想的器件，目前研制水平为300A/2000V，1000V/1000V，最高电压达3000V。80年代期间发展起来的静电感应晶体管SIT和静电感应晶闸管SITH是利用门极电场强度改变空间电荷区宽度来开闭电流通道的原理研制成的器件。21.4 论文选题意义及主要工作由于E类逆变器可以在很高的频率下保持很高的效率，可以得到很好的正弦波，在工业生产中得到越来越多的应用。E类逆变器可以很好的应用在DC-DC变换，DC-AC变换中，可以应用在要求很高频率的正弦波输出场合。采用双E类逆变器，在开关管上承受同样大的电压应力的情况下，只需在原有

22、的E类逆变器的基础上适当改变电路，即可使原有的输出功率提高4倍。这种拓扑结构在原有频率不变的情况下，极大提高了输出功率，对下一步开发研究高频大功率逆变电源提供了广阔的前景。本文主要对双E类软开关逆变器进行研究，在理论分析的基础上，对其进行仿真实验。本文具体工作如下：（1） 对功率MOSFET进行特性分析；（2） 为使感应加热电源的容量扩大，研究功率MOSFET并联使用情况；（3） 分析双E类逆变器拓扑电路的原理；（4） 设计双E类逆变器各元件的参数，对其进行仿真；（5） 设计闭环控制电路，进行参数计算，进行仿真，调试使其工作在最佳状态或准最佳状态。 第2章 E类逆变器结构与原理分析对于感应加热

23、的逆变器，提高开关管的效率是非常重要的，如果能够将开关管的效率由80%提高到90%，我们就可以将开关管上的功率损耗降低一半，可以将输出功率加倍，可以将开关管的散热片的体积和重量减半，可以降低开关管的温升，减少开关管损坏的可能性，提高设备的可靠性。现在随着能源的不断增长，对能源的需求越来越大，提高逆变器的效率，就可以显著的降低能源消耗，从而降低生产成本。随着科学技术的发展，各种电气设备变得越来越小，这就要求给其提供电能的电源变得越来越小，具有更高的功率密度，如果我们能够提高开关管的效率，就可以使开关管在更高的频率下工作，就可以减少逆变器中电感和电容的容量，减少了感应加热电源的体积。所以提高开关管

24、的效率是意义重大的。要提高开关管的效率，我们应主要从以下几方面努力：1、减少开关管导通时的电压降和断开时的漏电流，这主要是由开关器件本身决定的，和负载并没有关系。2、减少开关管的开关时间，这主要是由开关器件本身和开关管的驱动电路决定的，负载网络对开关管的开关时间有一定影响。3、减少开关管上同时存在的电压和电流的时间。图2-1 最佳效率下的开关管的理想电压和电流波形我们以图2-1为例，来分析这种负载网络要达到的目标：1、开关断开后，电压上升有一个延迟时间，这可以确保在开关管的电流还没有降到零之前，开关管上不会有太高的电压，这样就可以大大降低关断损耗。2、在开关开通时，开关管上的电压回到零，实现零

25、电压开通，这可以避免了在开关管两端寄生电容放电造成的损耗，使开通损耗几乎为零。3、 在开关管开通时，开关管上电压的变化坡度也恰好为零，这可以降低开关噪声，同时可以减少开通时间，进一步减少开通损耗。2.1 单E类逆变器原理分析E类逆变器是70年代出现的一种谐振变换器，自从出现就引起了广泛的关注，得到了深入广泛的研究，每年都有不少关于E类逆变器这方面的文章发表，相关的产品也已有投入市场应用的。原因是E类逆变器采用软开关方式工作，能够在高频工作时保持不同寻常的高效，并能够输出很好的正弦波形。有资料显示，E类逆变器的效率可以高达97%，实践证明，E类逆变器在提高开关电源的工作频率和工作效率有显著的效果

26、，有广阔的应用前景。E类逆变器基本电路拓扑如图2-2所示，电感的阻抗足够大，因而使流过的电流为一个恒定的值。，为谐振元件，在负载上产生高频的正弦波输出。为外加电容，目的是使开关管工作在理想状态。3图2-2 E类逆变器原理图工作原理：（1） 开关管导通时，电感中的电流全部流过，由于，在开通之前已经储存了能量，这时，就形成一个闭合的谐振回路。在负载上就得到一个正弦的输出。此时通过开关管的电流为电感中的电流和，谐振回路中的电流之和。（2） 当开关管关断时，由于开关管的两端并着一个电容，上的电压由零缓慢上升，从而使开关管在关断电流拖尾期间，两端的电压上升的幅值有限。从而大大降低了关断损耗。关断期间，形

27、成一个闭合的谐振回路继续谐振，电感对谐振回路充电，补充谐振能量。当电容上的电压到零时，使开关管导通，从而实现了开关管的零电压开通，也大大降低了开通损耗。至此，电路完成了一个完整周期的工作，在负载上得到了一个完整正弦输出。图2-3 E类逆变器工作波形2.2 双E类逆变器原理分析1975年，Sokal提出的高频高效E类放大器，以其逆变工作频率高，效率理论值可达100%的优异特点得到很大的发展。然而，由于这种逆变器工作时开关管要承受3-5倍直流母线的电压应力，其直流侧输入电压受到了限制，以至限制了整个逆变器的输出功率。相对于传统的E没逆变器，这种推挽式逆变器（以下简称双E类逆变器）开关管S1与S2共

28、同承担输入电压的峰值，交替为负载提供高频电流，使其输出功率可提高到原来的4倍。4图2-4 双E类逆变器拓扑电路结构图双E类逆变器基本电路拓扑如图2-4所示，电感的阻抗足够大，因而使流过的电流为一个恒定的值。为谐振元件，在负载上产生高频的正弦波输出。为外加电容，目的是使开关管工作在理想状态。为了便于分析，现将双E类逆变器中电流的流向在简化模型中给出，如图2-5所示，图2-6为主要波形图。(1)S1由关断转向开通，S2由开通转向关断t0-t1，阶段：电流I1开始流入开关管S1，开关管上的电流is1开始上升，即is1=I1- i0由于I1恒定，流向负载的电流i0开始减少。此时由于开关管S2由开通转向

29、关断，流入S2的电流转入流向C2，即负载电流i0与I2向电容C2充电，充电电流ic2i0I2，电容C2上的电压开始升高。在这期间，负载电流i0逐渐减少，直到负载电流减少到零，进入下一阶段。t1-t2阶段：负载电流i0开始换向，电流I2一部分向电容C2充电，另一部分流向负载。此时负载电流i0开始反向上升(规定负载电流从左向右为正向)，由于电流I2恒定(I2=ic2+i0 )，电容C2的充电电流不断减少，直到减少到零，此刻电流I2全部转向负载，即i0 =I2。图2-5 电流流向图t2-t3阶段：由于此时电容C2的电压己被充至峰值，C2开始放电，流经Cr，R，Lr，S1，电容C2上的电压开始减少。此

30、时i0= I2+ic2。由于负载电流i0不断上升，开关管S1上的电流也不断上升，此时i s1=Iei0(2)S1由开通转向关断，S2由关断转向开通t3-t4阶段：流向开关管S1的电流转移到旁路电容C1，开始在电容C1建立电压，即ic1=Ie+i0，此时由于开关管S2开通，电流I2分别转向开关管S2以及负载。电容C2通过开关管S2放电，开关管S2的电流iS2逐渐增大，由于I2恒定，负载电流逐渐减少，直到减少到零，负载电流开始换向，进入下一阶段。此时I2=is2。t4-t5阶段：负载电流开始转向开关管S2，此时is2=I2+i0，开关管S2的电流继续增大，由于此时开关管S1关断，Ie=i0+ic1

31、，i0不断增大，ic1不断减少，直到减少到零，电容C1的电压达到峰值。t5-t6阶段：电容C1开始放电，此时i0=Ie+iC1，负载电流继续上升，开关管S2上的电流为负载电流i0与I2之和，即开关管S2上的电流随着负载电流的增大而增大。 图2-6 双E类逆变器工作波形本章小结本章主要介绍了E类逆变器最佳工作状态下的电压与电流工作波形。分析了单E类逆变器的工作原理和双E类逆变器的工作原理。 第3章 E类逆变器的设计和计算3.1 基本谐振电路 基本谐振电路（由负载线圈及其补偿电容组成）主要分为串联谐振电路及并联谐振电路。并联谐振电路主要用于中、低频范围的逆变电源。而在高频范围内，主要为串联谐振电路

32、。这种谐振电路将主要应用在逆变器拓扑结构中（E类放大器，推挽式双E类逆变器）。因此本节将以串联谐振电路为例，简单介绍串联谐振电路的几个重要参数。图3-1 串联谐振电路如图3-1所示为串联谐振电路的等效电路图。感应加热用逆变电源负载的值（品质因数）很低，为了提高负载电路的功率因数，通常在负载上并联或者串联电容以提高其功率因数，电容与负载串联也就构成了串联谐振电路，感应线圈以电阻与电感串联的等效形式表示，由图3-1可见，负载的阻抗为： （3-1） （3-2）在时产生串联谐振，设谐振角频率为，则, 即 （3-3）由于， 故 （3-4）谐振时电路各参数如下： 等效阻抗： （3-5） 谐振电流： （3-

33、6） 电容、电感上的电压： （3-7） 谐振电流的品质因数： （3-8） 可见，谐振时外电源电压全部加在电阻上，此时电感上的压降和电容上的压降大小相等，方向相反，它们的值是电源电压的倍，所以，串联谐振也称为电压谐振。3.2 E类逆变器的谐振频率3.2.1 单E类逆变器谐振频率如图2-2所示，当开关管导通时，谐振回路由组成，此时的谐振频率和谐振回路的品质因数分别为： ， （3-9）当开关管断开时，谐振回路由组成，此时的谐振频率和谐振回路的品质因数分别为：， （3-10）可以看出，E类逆变器工作时存在两个不同的谐振回路和谐振过程，两个谐振回路的品质因数之间的关系为： （3-11）在这里引入一个在开

34、关频率下的负载的品质因数： （3-12）为了保证电路安全工作，E类逆变器的开关频率总是要满足，对应的有。从上面可以看出，当负载确定后，也就确定了。我们将称为最小品质因数。3.2.2双E类逆变器谐振频率如图2-4所示，当开关管导通（断开）时，谐振回路由组成，此时的谐振频率和谐振回路的品质因数分别为：， （3-13）当开关管断开（导通时），谐振回路由组成，此时的谐振频率和谐振回路的品质因数分别为：， （3-14）对于双E类逆变器，一般来说，所以，所以，虽然双E类逆变器工作在两个不同的谐振回路，但是由于外加电容参数相同，所以谐振频率也相同，即。3.3 E类逆变器的设计和参数计算3.3.1 品质因数品

35、质因数(以下简称Q值)的大小直接影响槽路的工作波形。Q值越高，输出基波中谐波分量越少，槽路的选频特性越好，输出负载波形越接近于正弦波。但是，Q值太高，也会带来两点不利。首先，对于给定的负载，随着R值的增加，L(高频扼流滤波电感)值越大。随着L值的增大，在L上的功率扩散也将增加，整个逆变器的效率也将降低。另外，Q值大，可使开关管在开通前Vds降为零。但是，如果Q值太大的话，在开关管开通前Vds将为负值，也就是在MOSFET开通前先导通开关管反并的二极管，虽然这种开通过程电流的转换是从二极管到开关管，并不会带来什么损害。但是，如果在这期间，反向电流的时间或者值太高，二极管的导通将会增加开关损耗，降

36、低逆变效率，并且增加开关应力，严重时还会导致开关管的损坏。但是如果Q值太小，在开关管开通前Vds没有降为零，也就是在开通前Vds0在开关管导通时旁路电容将通过开关管放电，其损耗为这样一也会降低了逆变效率，并且增力开关应力。在满足E类放大器的基本工作的条件下，最小理论Q值为1.9。在实验中，考虑到非理想开关器件，也就是说工作过程中的开关损耗，电容、电感损耗，并且更好的抑制工作中高次谐波的干扰，在这里给出经验值Q=47。3.3.2 MOSFET的选择选择MOSFET主要考虑两个因数，额定电流和额定电压。因为MOSFET的过电压时间稍长就会被击穿，特别是对于E类放大器，在非理想状态时，MOSFET要

37、承受4.4倍的直流侧电压，因此，在选择MOSFET时，选择电压额定值大于或等于4倍直流输入侧电压的MOSFET。而对于直流侧电压，如果输出功率一旦确定，主要是由负载阻抗来决定，也就是说，负载阻抗越大，因此，要求MOSFET的击穿电压越高。但是，我们不可能无限的寻求高击穿电压的MOSFET，特别是寻求一些低导通电阻（考虑到高效工作），低输入电容的MOSFET（这种MOSFET更加易于驱动）。因此，在这里，我们选择了高击穿电压而不考虑其导通电阻和输入电容的MOSFET。另一个不利的方面是对于一固定的频率和一定的输出功率，负载阻抗越大，工作电压就越高，旁路电容的值越小。特别是在高频情况下，旁路电容的

38、值有可能小于MOSFET本身的寄生输出电容。因此，我们主要选择低电容值，高耐压的电容。槽路在谐振时，谐振电感、谐振电容所承受的电压峰值为直流侧输入电压的倍，因此选择其额定电压值大于或等于直流侧输入电压的倍。而额定电流应该考虑流过该器件电流的额定值。对于MOSFET，在非理想状态下，流过MOSFET的电流峰值为直流侧的2.86倍，因此，我们选择其额定电流为直流侧3倍的MOSFET。从工作原理中可以看出，在MOSFET关断时，流过MOSFET的电流转移到旁路电容，在非理想状态下，其电流峰值也会为直流侧的2.86倍，因此，也要选择近3倍直流侧输入电流。而对于谐振电感、谐振电容的电流也为直流侧的3倍。

39、510假定：，是电路的工作频率，直流输入电流。通过MOSFET的额定电流俄日： （3-15）方程的解为： （3-16）因此，在功率MOSFET上的功耗为： （3-17）其中，为MOSFET的通态电阻。计算出来的额定电流值可以通过厂家提供的最大额定连续电流来选取MOSFET。3.3.3 主电路参数计算谐振负载电路在前面已经说明。品质因数（这里一般为），工作频率以及负载一旦确定，可参阅式（3-3）、（3-8）。设计时只需注意两个参数高频扼流滤波电感（RFC）与旁路电容的选择。如下所示：高频扼流滤波电感（RFC）： （3-18）在这里，需要特别指出的是旁路电容C、选取，它的大小直接影响整个逆变器的工

40、作状态(最优状态与非最优状态)。如果逆变器工作在最优状态，其输出功率为最大值。理论的分析推导方法文献14较为详细。在文献14中建议选取的旁路电容最小值为晶体管的寄生输出电容。但在实验中发现，此值只适合在超高频情况下的应用，如果频率不是太高，其寄生输出电容太小。应用此值会使开关管承受较大的电压应力，对管子的电压冲击比较大。不过，在这里文献14提供了一个最小电容值的计算公式。利用此公式，可以估算所需旁路电容最小值。也就是说，如果选取的旁路电容值比此值小的话，放大器的输入输出功率都会减少，因此，在这里给出了估算最小旁路电容值的计算公式(3-4)。此公式的具体推导方法可以从文献31查阅。 (3-19)

41、其中，为最大输出功率。f为逆变器工作频率。Vcc直流侧输入电压。另外，在这里给出了E类放大器旁路电容的经典计算公式(3-5)。其中旁路电容的计算值包括开关管的寄生输出电容，在实际应用中应该减去MOSFET本身的寄生输出电容。其经典计算公式如：(3-5) (3-20)双E类逆变器旁路电容值为E类逆变器的两倍，其旁路电容值为： （3-21）3.4 控制电路设计设计控制电路，使双E类逆变器输出为正弦波，输出电压与输出电流达到谐振状态。具体原理为：从输出采样信号，因为输出信号是交流信号，所以采样信号经过不控整流并滤波，得到一个直流信号。它分别给了两个比较器的同相输入端和反相输入端，与给定的幅值为10V

42、，频率为1MHz的三角波进行比较，得到两路相反的脉冲，对两个MOSFET进行控制。根据输出电压的变化，通过反馈改变两个MOSFET的驱动脉冲，从而改变MOSFET开通与关断，进一步控制输出，使逆变器工作在谐振状态。图3-2 比较器电路图比较器电路图如图3-2所示。型号为LM339其传输特性如图3-3所示：图3-3 比较器传输特性双E类逆变器电路总体设计电路图如图3-4所示：图3-4 双E类逆变器设计电路图本章小结本章主要是对双E类逆变器进行设计，分析了基本谐振电路，E类逆变器的谐振频率。对E类逆变器电路参数进行了设计，并给出了双E类逆变器的闭环控制电路。第4章 实验仿真本文所设计的双E类放大器

43、是一种基于E类放大器的新型逆变器。相对于传统的E类放大器，这种逆变器是一种推挽式E类放大器7 (这里简称双E类变器)。逆变器的开关管共同承担输入电压的峰峰值，交替为负载提供高频电流，使其输出功率可提高4倍。为减小流过开关管的电流并提高输出功率，采用两只MOSFET并联实现。各元件参数为：直流输入电压40V，高频扼流滤波电感，谐振电容，谐振电感，槽路中的负载为。考虑到两个MOSFET并联后其输出电容会增大，故选取的旁路电容比单个MOSFET时的要小，这里。仿真实验电路如图4-1所示。图4-1 双管并联双E类逆变器4.1 E类逆变器的调试由于实际电路中，电路元件的实际参数往往和设计参数不是完全一致

44、，有可能使E类逆变器不是工作在最佳状态，往往还需要经过一定的调试过程才能使电路工作在最佳状态，下面介绍E类逆变器的调试过程。图4-2是E类逆变器典型的失调波形，由上图可以看出，开关管不是在零电压下开通，因而会对开关管造成很大的电流冲击，严重时有可能损坏开关管，开关管是不能在这种状态下工作的。图4-2 E类逆变器失调波形由上图可以看出，要想开关管在零电压条件下开通，关键是调节拐点的位置，主要从两方面调节，一方面是调节拐点的水平位置，使拐点恰好发生在开关管导通时；另一方面是调节拐点的垂直位置，使发生拐点时，恰好为零。6图4-3是调节E类逆变器负载的各元件对E类逆变器的工作状态的影响效果图。图4-3

45、 各元件对工作状态的影响从上图可以看出，E类逆变器能否零电压开通与开关管关断时的谐振网络密切相关，从上面的分析我们可以知道，开关管关断时，谐振网络由组成，下面我们具体分析它们对电路的影响。1、 当增大时，拐点的水平位置会向右移，垂直位置向下移。反之则向相反的方向移动。2、 当增加时，拐点的水平位置将会向右移，垂直位置向上移。反之则向相反方向移动。3、 当增加电阻时，拐点的垂直位置会向上移，反之则向相反方向移动。下面简单介绍E类逆变器的调试过程中的注意事项：1、 工作频率的调节。我们可以在一定范围内通过调节开关频率调节输出电压，频率降低，输出电压增加，频率增高，输出电压减少，频率调节的范围和谐振网络的品质因数有关，品质因数越高，调节一定的输出电压所需的频率范围就越小，但品质因数不能太高，否则E逆变器的效率就会降低。2、 开关占空比的调节。一般定0.5，这时的输出功率最大，输出的谐波也较少，但也可以根据实际情况在一定范围内调节占空比，占空比不能过大，占空比越大，开关管上的峰值电压就越高，尤其在空载的时候。占空比也不能过小，占空比过