通信电子线路32讲视频对应的ppt课件-高频电子线路-第8章角度调制与解调—频谱.ppt

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1、8.1 概述 8.2 调角波的性质 8.3 调频方法及电路 8.4 调角信号解调 8.5 调频制的抗干扰(噪声)性能,Chapter 8 角度 调制与解调 频谱非线性变换电路,8.1 概述,角度调制是用调制信号去控制载波信号角度(频率或相位)变化的一种信号变换方式。如果受控的是载波信号的频率，则称频率调制(Frequency Modulation)，简称调频，以FM表示；若受控的是载波信号的相位，则称为相位调制(Phase Modulation)，简称调相，以PM表示。无论是FM还是PM，载频信号的幅度都不受调制信号的影响。调频波的解调称为鉴频或频率检波，调相波的解调称鉴相或相位检波。与调幅波

2、的检波一样，鉴频和鉴相也是从已调信号中还原出原调制信号。,角度调制与解调和振幅调制与解调最大的区别在频率变换前后频谱结构的变化不同。其频率变换前后频谱结构发生了变化，所以属于非线性频率变换。和振幅调制相比，角度调制的主要优点是抗干扰性强，因此FM广泛应用于广播、电视、通信以及遥测方面，PM主要应用于数字通信。角度调制的主要缺点是占据频带宽，频带利用不经济。,8.2 调角波的性质,一、调频波和调相波的波形和数学表达式,1.瞬时频率、瞬时相位及波形,设未调高频载波为一简谐振荡，其数学表达式为,v(t)=Vcos(t)=Vcos(0t+0)(8-1),式中，0为载波初相角；0是载波的角频率，(t)为

3、载波振荡的瞬时相位。,当没有调制时，v(t)就是载波振荡电压，其角 频率和初相角0都是常数。,调频时，在式(8-1)中，高频正弦载波的角频率不再是常数0，而是随调制信号变化的量。即调频波的瞬时角频率(t)为,(t)=0+kfv(t)=0+(t)(8-2),式中kf为比例常数，即单位调制信号电压引起的角频率变化，单位为rad/sV。此时调频波的瞬时相角(t)为,(8-3),图8-1画出了调频波瞬时频率、瞬时相位随调制信号(单音信号)变化的波形图以及调频波的波形图。,图8-1 调频时的波形图,图8-1(a)为调制信号v，图(b)为调频波，当v为波峰时，频率o+m为最大；当v为波谷时，频率om为最小

4、。,图(c)为瞬时频率的形式，是在载频的基础上叠加了随调制信号变化的部分。图(d)为调频时引起的附加相位偏移的瞬时值，由式(8-3)可知，(t)与调制信号相差90。,由图可知，调频波的瞬时频率随调制信号成线性变化，而瞬时相位随调制信号的积分线性变化。,图8-2画出了调相波的瞬时频率、瞬时相位随调制信号(单音信号)变化的波形图。,图8-2 调相时的波形图,v,W,W,t,0,p,2,p,2p,W,t,w,o,q,(,t),W,t,o,(,t,),o,(,a),(,c,),(,d),Dw,m,w,调相时，高频载波的瞬时相位(t)随v线性变化，(t)=0t+0+Kpv(t)(8-4),式中Kp为比例

5、系数，代表单位调制信号电压引起的相位变化，单位为rad/V。此时调相波的瞬时频率为,(8-5),式(8-3)(t)=和式(8-5),是角度调制的两个基本关系式，它说明了瞬时相位是瞬时角速度对时间的积分，同样，瞬时角频率为瞬时相位对时间的变化率。由于频率与相位之间存在着微积分关系，因此不论是调频还是调相，结果使瞬时频率和瞬时相位都发生变化。只是变化规律与调制信号的关系不同。,例8-1 求v(t)=5cos(t+sin5 t)在t=0时的 瞬时频率。,解(t)=t+sin(5 t)(t)=,在t=0时，(0)=+5 rad/S 160kHz,2.FM、PM的数学表达式及频移和相移,根据式(8-2)

6、、式(8-3)设0=0则,(8-6),所以FM波的数学表达式为,af(t)=Vcos(t)=Vcos,(8-7),同理，根据式(8-4)设0=0则,(t)=0t+KPv(t)(8-8),所以PM波的数学表达式为,ap(t)=Vcos(t)=Vcos0t+Kpv(t)(8-9),我们将瞬时频率偏移的最大值称为频偏，记为m=max。瞬时相位偏移的最大值称为调制指数，m=max。,对调频而言，,频偏 m=Kf(8-10)调频指数 mf=Kf(8-11),对调相而言，频偏(8-12)调相指数(8-13),根据以上分析得出如下结论：调频时，载波的瞬时频率与调制信号成线性关系，载波的瞬时相位与调制信号的积

7、分成线性关系；调相时，载波的瞬时频率与调制信号的微分成线性关系，而载波的瞬时相位与调制信号成线性关系。调频与调相的比较可参见表8-1。,表8-1 FM波和PM波的比较调制信号v(t)，载波Vmcos0(t),mf=Kf,m=Kf,下面分析当调制信号为v(t)=Vcost，未调制时载波频 率为0时的调频波和调相波。根据式(8-7)可写出调频波的数学表达式为,(8-14),根据式(8-9)可写出调相波的数学表达式为,(8-15),从以上二式可知，此时调频波的调制指数为,(8-16),调相波的调制指数为,mp=KpV,(8-17),根据式(8-10)可求出调频波的最大频移为,f=KfV,(8-18)

8、,根据式(8-12)可求出调相波的最大频移为,p=KpV,(8-19),由此可知，调频波的频偏与调制频率无关，调频指数mf则与成反比；调相波的频偏p与成正比，调相指数则与无关。这是调频、调相二种调制方法的根本区别。它们之间的关系参见图8-3。,图8-3 频偏和调制指数与调制频率的关系(当V恒定时)(a)调频波；(b)调相波,m=KfV,对照式(8-16)-(8-19)可以看出：无论调频还是调相，最大频移(频偏)与调制指数之间的关系都是相同的。若频偏都用m表示，调制指数都用m表示，则m 与m之间满足以下关系,m=m 或 fm=mF(8-20),式中，。需要说明的是，在振幅调制中，调幅度ma1，否

9、则会产生过调制失真。而在角度调制中，无论调频还是调相,调制指数均可大于1。,二、调角信号的频谱与有效频带宽度,由于调频波和调相波的方程式相似,因此要分析其中一种频谱,则另一种也完全适用。,1.调频波和调相波的频谱,前面已经提到，调频波的表示式为 af(t)=Vocos(ot+mfsint)(Vm=Vo)(8-21),利用三角函数关系，可将(8-21)式改写成af=Vocos(ot+mfsint)=Vocos(mfsint)cosotsin(mfsint)sinot(8-22),函数cos(mfsint)和sin(mfsint)，为特殊函数,采用贝塞尔函数分析，可分解为,cos(mfsint)=

10、J0(mf)+2J2(mf)cos2t+2J4(mf)cos4t+2Jn(mf)cost+(n为偶数),sin(mfsint)=2J1(mf)sint+2J3(mf)sin3t+2J2+2J5(mf)sin5t+1(mf)sin(2+1)t+(n为奇数),在贝塞尔函数理论中，以上两式中的Jn(mf)称为数值mf的n阶第一类贝塞尔函数值。它可由第一类贝塞尔函数表求得。,(8-23),(8-24),图8-4为阶数n=0-9的Jn(mf)与mf值的关系曲线。由图可知，阶数n或数值mf越大，Jn(mf)的变化范围越小；Jn(mf)随mf的增大作正负交替变化；mf在某些数值上，Jn(mf)为零，例如mf

11、=2.40,5.52,8.65,11.79,时，J0(mf)为零。,图8-4 贝塞尔函数曲线,将式(8-23)和式(8-24)代入式(8-22)得,af(t)=VoJ0(mf)cosot VoJ1(mf)cos(o)tcos(o+)t+VoJ2(mf)cos(o2)t+cos(o+2)t,VoJ3(mf)cos(o3)tcos(o+3)t+=Vo(8-25),可见，单频调制情况下，调频波和调相波可分解为载频和无穷多对上下边频分量之和，各频率分量之间的距离均等于调制频率，且奇数次的上下边频相位相反，包括载频分量在内的各频率分量的振幅均由贝塞尔函数Jn(mf)值决定。,图8-5所示频谱图是根据式(

12、8-25)和贝塞尔函数值画出的几个调频频率(即各频率分量的间隔距离)相等、调制系数mf不等的调频波频谱图。为简化起见，图中各频率分量均取振幅的绝对值。,图8-5 单频调制的调频波的频谱图,由图可知，不论mf为何值，随着阶数n的增大，边频分量的振幅总的趋势是减小的；mf越大，具有较大振幅的边频分量就越多；对于某些mf值，载频或某些边频分量的振幅为零，利用这一现象，可以测量调频波和调相波的调制指数。,对于调制信号为包含多频率分量的多频调制情况，调频波和调相波的频谱结构将更加复杂，这时不但存在调制信号各频率分量的各阶与载频的组合，还存在调制信号各频率分量间相互组合后与载频之间产生的无穷多个组合形成的

13、边频分量。,2.调频波和调相波的功率和有效频带宽度,调频波和调相波的平均功率与调幅波一样，也为载频功率和各边频功率之和。单频调制时，调频波和调相波的平均功率均可由式(8-25)求得，此处略去调制系数的下角标，即,(8-26),根据第一类贝塞尔函数的性质，上式括弧中各项之和恒等于1，所以调频波和调相波的平均功率为,(8-27),可见，调频波和调相波的平均功率与调制前的等幅载波功率相等。这说明，调制的作用仅是将原来的载频功率重新分配到各个边频上，而总的功率不变。这一点与调幅波完全不同。,进一步分析表明，调制后尽管部分功率由载频向边频转换，但大部分能量还是集中在载频附近的若干个边频之中。由贝塞尔函数

14、可以发现，当阶数nm时，Jn(m)值随n的增大迅速下降，而且当n(m+1)时，Jn(m)的绝对值小于或相对功率值小于。,所以，通常将振幅小于载波振幅10%的边频分量忽略不计，有效的上下边频分量总数则为2(m+1)个，即调频波和调相波的有效频带宽度定为,BW=2(m+1)F=2(f+F)(8-28),可见，调频波和调相波的有效频带宽度与它们的调制系数m有关，m越大，有效频带越宽。但是，对于用同一个调制信号对载波进行调频和调相时，两者的频带宽度因mf和mp的不同而互不相同。,三、调频波与调相波的联系与区别,根据调频波的数学表达式,和调相波的数学表达式ap(t)=Vocosot+Kpv(t)可以看出

15、FM与PM两者之间的关系，即调频波可以看成调制信号为,而调相波则可以看成调制信号为 的调频 波.这种关系为间接调频方法奠定了理论基础(下节详 细分析)。,的调相波，,根据前述分析可知，当调制信号频率F发生变化时，调频波的调制指数mf与F成反比变化，其频宽宽度基本不变，故称恒带调制，其频谱宽度如图8-6(a)所示。而当调制信号频率F变化时，调相波的调制指数mp与F无关，其频带宽度随调制频率F变化，其频谱图如图8-6(b)所示。,图8-6 调制频率不同时FM及PM信号的频谱,设F=1kHz，mf=mp=12，这时，FM与PM信号的谱宽相等，为26kHz。但是当调制信号幅度不变而频率增加到2kHz及

16、4kHz时，对FM波来说，虽然调制频率提高了，但因mf减小，使有效边频数目减小，所以有效谱宽只增加到28kHz及32kHz，即增加是有限的。对PM波来说，mp不变，故谱宽随F成正比例地增加到52kHz及104kHz，因而占用的频带很宽，极不经济。,8.3 调频方法及电路,一、实现调频的方法和基本原理,频率调制是对调制信号频谱进行非线性频率变换，而不是线性搬移，因而不能简单地用乘法器和滤波器来实现。实现调频的方法分为两大类：直接调频法和间接调频法。,1.直接调频法,用调制信号直接控制振荡器的瞬时频率变化的方法称为直接调频法。如果受控振荡器是产生正弦波的LC振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路的电

17、感和电容。将受到调制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号的规律变化，实现直接调频。,可变电抗器件的种类：变容二极管 具有铁氧体磁芯的电感线圈 电抗管电路 直接调频法的优点：原理简单，频偏较大 缺点：但中心频率不易稳定。在正弦振荡器中，若使可控电抗器连接于晶体振荡器中，可以提高频率稳定度，但频偏减小。,先将调制信号进行积分处理，然后用它控制载波的瞬时相位变化，从而实现间接控制载波的瞬时频率变化的方法，称为间接调频法。间接调频法的优点：实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外，所以这种调频波突出的优点是载波中心频率的稳定性可以做得较高。缺点：可能得到的最大频偏较小。,2.间接

18、调频法,间接调频实现的原理框图如图8-7所示。,图8-7 借助于调相器得到调频波,无论是直接调频，还是间接调频，其主要技术要求是：频偏尽量大，并且与调制信号保持良好的线性关系；中心频率的稳定性尽量高；寄生调幅尽量小；调制灵敏度尽量高。其中频偏增大与调制线性度之间是矛盾的。,二、变容二极管直接调频电路,变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广泛应用于移动通信和自动频率微调系统。其优点是工作频率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺点是中心频率稳定度较低。,1.基本工作原理和定量分析,变容二极管是利用半导体PN结的结电容随反向电压变化这一特性而制成的一种半导体二极管。它是一种电压控

19、制可变电抗元件。,结电容Cj与反向电压vR存在如下关系：,加到变容管上的反向电压，包括直流偏压V0和调制信号电压v(t)=Vcost，vR(t)=V0+Vcost,用调制信号控制变容二极管结电容,把受到调制信号控制的变容二极管接入载波振荡器的振荡回路，如图8-10所示，则振荡频率亦受到调制信号的控制。适当选择变容二极管的特性和工作状态，可以使振荡频率的变化近似地与调制信号成线性关系。这样就实现了调频。,图8-10,图8-9 变容二极管调频电路,在图8-9中，虚线左边是典型的正弦波振荡器，右边是变容管电路。加到变容管上的反向偏压为,vR=VCCV+v(t)=V0+v(t)(8-31),式中，V0

20、=VCCV是反向直流偏压。,图中，是变容管与L1C1回路之间的耦合电容，同时起到隔直流的作用；C为对调制信号的旁路电容；L2是高频扼流圈，但让调制信号通过。,图中,(8-32),经整理可得,C(t)c0(m,)(8-33),式中P为变容二极管与振荡回路之间的接入系数，m=V/V+V0 为调制深度.,根据频率稳定度的概念可知，当0时,(8-34),式中0是未调制时载波角频率；C是调制信号为零时的回路总电容。,将(8-33)代入(8-34)得(t)=K0(m,)=K0A0+A1cost+A2cos2t+或 f(t)=Kf0A0+A1cost+A2cos2t+=f0+f1+f2+f3+(8-35),

21、该式说明，瞬时频率的变化中含有以下成份：,与调制信号成线性关系的成份f1 f1=KA1f0=rm8+(1)(2)Kf0(8-36),与调制信号各次谐波成线性关系的成份f2、f3,f2=KA2f0=(1)Kf0(8-37),f3=KA3f0=(1)(2)Kf0(8-38),中心频率相对于未调制时的载波频率产生的偏移为,f0=KA0f0=(1)Kf0(8-39),f1是调频时所需要的频偏。f0是引起中心频率不稳定的一种因素。f2和f3是频率调制的非线性失真。由以上各式可知，若选取=1，则二次、三次非线性失真以及中心频率偏移均可为零。也就是说f与v(t)成线性关系。,需要强调指出，以上讨论的是C相对

22、于回路总电容C很小（即小频偏）的情况。如果C比较大则属于大频偏调频。（参见有关文献分析）,2.变容二极管调频实际电路分析,下面是90MHz变容管直接调频电路.电路图如图8-11所示。,(a),(b),图8-11 变容管直接调频实例,由振荡器的等效电路可见，这是电容三点式电路，变容管部分接入振荡回路，它的固定反偏电压由+9V电源经电阻56k和22k分压后取得，调制信号v经高频扼流圈47H加至变容管起调频作用。图中各个1000pF电容对高频均呈短路作用，振荡管接成共基极组态。,变容二极管调频电路的优点是电路简单，工作频率较高，容易获得较大的频偏，在频偏不需很大的情况下，非线性失真可以做得很小。其缺

23、点是变容管的一致性较差，大量生产时会给调试带来某些麻烦；另外偏置电压的漂移、温度的变化会引起中心频率漂移，因此调频波的载波频率稳定度不高。,话筒直接调频的电路，振荡频率约为20MHz,三、晶体振荡器直接调频,上述的直接调频，主要优点是可获得较大的频偏，但其中心频率稳定较差，影响了它的应用。例如88-108MHz的调频广播中，各个调频台的中心频率对稳定度不可超过2kHz，否则相邻电台就要发生相互干扰。若某台的中心频率为100MHz，则该电台的振荡频率相对稳定度不应劣于2,如何稳定调频波的中心频率呢？通常采用以下三种方法：第一，用晶体振荡器直接调频；第二，采用自动频率控制电路；第三，利用锁相环路稳

24、频。这里先讨论第一种方法。,图8-12是晶体振荡器直接调频原理图。,图8-12 晶体直接调频原理图,图8-12(a)是皮尔斯电路，变容管与石英晶体相串联，Cj受调制电压v的控制，因而石英晶体的等效电感也受到控制，也即振荡器的振荡频率受到调制电压v的控制，获得了调频波。,在第三章中已获知，石英晶体振荡器的频率稳定度很高，电压参数的变化对振荡频率的影响是微小的。这就是说，变容管Cj的变化所引起调频波的频偏是很小的。这个偏移值不会超出石英晶体串联、并联两个谐振频率差值的一半。就一般而言，fg与fP的差值只有几十至几百赫兹。,为了加大晶体振荡器直接调频电路的频偏，可在图8-12(a)中的AB支路内串联

25、一个电感L，如图8-12(b)所示。L的串入减小石英晶体静态电容C0的影响，扩展石英晶体的感性区域，使fg与fP间的差值加大，从而增强了变容管控制频偏的作用，使频偏加大。,图8-13是中心频率为的晶体调频振荡器的实际电路，图(b)是它的交流等效电路。,图8-13 晶体振荡器直接调频电路图,(a),(b),四、间接调频方法（由PMFM）,间接调频的频稳度高，广泛地用于广播发射机和电视伴音发射机中。由前述间接调频的原理图可知，间接调频的关键在于如何实现调相。常用的调相方法主要有移相法调相和可变时延调相（脉冲调相）。,1.移相法调相,将载频信号Vcos0t通过一个相移受调制信号v线性控制的移相网络，

26、即可实现调相，原理框图如图8-14所示。,图8-14 移相法调相框图,图中，=kpv=mpcost v0=Vcos0t(8-40),常用的移相网络有多种形式，如RC移相网络、LC调谐回路移相网络等。图8-15(a)介绍的是用变容管对LC调谐回路作可变移相的一种调相电路，图(b)为等效电路。,(a),(b),图8-15 LC回路变容管调相电路,由图可知，这是用调制电压v控制变容管电容Cj 的变化，由Cj 的变化实现调谐回路对输入载频f0的相移，具体过程为 v Cj f0f(=ff0)根据LC调谐回路的分析，在v=0时，回路谐振于载频f0，呈纯阻性，回路相移=0；当v0时，回路失谐，呈电感性或电容

27、性，得相移0或0，数学关系式为,在30时，上式可近似为,(8-42),(8-41),单级LC回路的线性相位变化范围较小，一般在30以下，为了增大调相系数mp，可以用多级单调谐回路构成的变容管调相电路。,(c)图8-15 LC回路变容管调相电路,图8-15(c)是三级单回路构成的移相电路，每个回路的Q值由可变电阻(22k)调节，以使每个回路产生相等的相移。为了减小各回路之间的相互影响，各回路之间均以小电容作弱耦合。这样，电路总相移近似等于3个回路的相移之和。这种电路可在90范围内得到线性调相。如果各级回路之间的耦合电容过大，则该电路就不能看成是3个别单回路的串接，而变成三调谐回路的耦合电路了，这

28、时，即使相移较小也会产生较大的非线性失真。,2.可变时延法调相(脉冲调相),周期信号在经过一个网络后，如果在时间轴上有所移动，则此信号的相角必然发生变化，时延法调相就是利用调制信号控制时延大小而实现调相的一种方法，其原理框图如图8-16所示。,图8-16 时延调相原理框图,上图中=kPv=kpVcost=mpcost(8-43)v=Vcos0(t)=Vcos0tmpcost(8-44),可变时延法调相系统的最大优点是调制线性好，相位偏移大，最大相移可达144，被广泛应用在调频广播发射机及激光通信系统中。,将调相波的一般数学表达式展开，并以A0代表V，即得a(t)=A0cos0tcosApv(t

29、)-A0sinAPv(t)sin0t 若最大相移很小，如 Apv(t)/6 则上式可近似写为a(t)=A0cos0t-A0APv(t)sin0t rad时，可以认为是由两个信号叠加而成：一个是载波振荡A0cos0t，另一个是载波被抑制的双边带调幅波A0APv(t)sin0t，两者的相位差为,3.矢量合成调相法(阿姆斯特朗法),ap(t)=Vcos(t)=Vcos0t+Apv(t),矢量合成调相法实现框图,间接调频：变调相波为调频波。调相法所获得频偏一般是不能满足需要的，例如，调频广播所要求的最大频移为75kHz。为了使频偏加大到所需的数值，常需采用倍频的方法。如果调频的频偏只有50Hz，则需要

30、的倍数次数为(75103/50)=1500倍，可见所需的倍频次数是很高的。如果倍数之前载波频率为1MHz，则经1500次倍频后，中心频率增大为1500MHz。这个数值又可能不符合对中心频率的要求。,4.间接调频的实现,例如，调频广播的中心频率假定要求100MHz。为了最后得到这个数值，尚需采用混频的方法。对于此处的例子，可用一个频率为1400MHz(如用石英晶体振荡器再加上若干次倍频的办法来得到)的本地振荡电压与之混频。混频只起频谱搬移作用，不会改变最大频移。因此，最后获得中心频率为100MHz，频偏为75kHz的调频波。当然，倍频也可以分散进行，例如先倍频N1次，之后进行混频，然后再倍频N2

31、倍。如有必要，可以如此进行多次。,间接调频电路(阿姆斯特朗调频发射机),图8-17 间接调频的典型方框图,8.4 调角信号解调,调频波的解调又称频率检波，简称鉴频；调相波的解调又称相位检波，简称鉴相。本节讨论的重点在鉴频。对调频波而言，调制信息包含在已调信号瞬时频率的变化中，所以解调的任务就是把已调信号瞬时频率的变化不失真地转变成电压变化，即实现“频率电压”转换，完成这一功能的电路，称为频率解调器，简称鉴频器。,一、鉴频方法概述和鉴频器的主要技术指标,1.实现鉴频的方法,实现鉴频的方法很多，但常用的方法有以下几种：(1)利用波形变换进行鉴频 将调频信号先通过一个线性变换网络，使调频波变换成调频

32、调幅波，其幅度正比于瞬时频率的变化，经变换网络输出的调频调幅信号再作振幅检波即可恢复出原调制信号，斜率鉴频(即失谐回路鉴频)、相位鉴频等均属于此类。其方框图和波形图见图8-18。,图8-18 利用波形变换鉴频的方框图与波形图,(2)相移乘法鉴频,这种鉴频的原理是：将调频波经过移相电路变成调频调相波，其相位的变化正好与调频波瞬时频率的变化成线性关系；然后将此调频调相波与未相移的调频波(为参考信号)进行相位比较，即可得到鉴频电路的解调输出。由于相位比较器一般都选用乘法电路，所以此类鉴频电路就称为相移乘法电路。,其组成框图如图8-19所示。,图8-19 相移乘法鉴频框图,这种鉴频电路在集成电路中被广

33、泛应用，其主要特点是性能良好，片外电路十分简单，通常只有一个可调电感，调整非常方便。,这是利用调频波单位时间内过零信息的不同来实现解调的一种鉴频器。因为调频波的频率是随调制信号变化的，当瞬时频率高时，过零的数目就多；瞬时频率低时，过零点的数目就少。利用调频波的这个特点，就可以实现解调，其最大优点是线性良好。图8-20就是这种鉴频的一种框图，其主要点的波形变化情况也在图中标出。,(3)脉冲计数式鉴频器,图8-20 脉冲计数式鉴频器实现方框图和波形图,首先将输入调频波通过限幅器变为调频方波，然后微分变为尖脉冲序列，用其中正脉冲去触发脉冲形成电路，这样调频波就变换成脉宽相同而周期变化的脉冲序列，它的

34、周期变化反映调频波瞬时频率的变化。将此信号进行低通滤波，取出其平均分量，就可得到原调制信号。这种电路的突出优点：线性好、频带宽、便于集成，同时它能工作于一个相当宽的中心频率范围(1Hz-10MHz，如配合使用混频器，中心频率可扩展到100MHz)。,(4)利用锁相环路实现鉴频。,2.鉴频器的主要技术指标,鉴频器的主要特性是鉴频特性，也就是鉴频器输出电压vo与输入调频波频率f之间的关系，典型的鉴频特性曲线如图8-21所示。以下列几个参量衡量鉴频器性能的技术指标。,图8-21 鉴频特性曲线,(1)鉴频跨导S 在中心频率附近，单位频偏所引起的输出电压的变化量，即,显然，鉴频灵敏度越高，意味着鉴频特性

35、曲线越陡峭，鉴频能力越强。,(2)线性范围 指鉴频特性曲线近似于直线段的频率范围，用2fmax表示，如图8-21所示，它表明鉴频器不失真解调时所允许的频率变化范围。因此，要求2fmax应在于调频波最大频偏的两倍。2fmax又称为鉴频器的带宽。(3)鉴频灵敏度 主要是指为使鉴频器正常工作所需的输入调频波的幅度，其值越小，鉴频器灵敏度越高。,相位鉴频器也是利用波形变换鉴频的一种方法。它是利用回路的相位频率特性将调频波变为调幅调频波，然后用振幅检波恢复调制信号。常用的相位鉴频器电路有两种，即电感耦合相位鉴频器和电容耦合相位鉴频器。本节主要讨论电感耦合相位鉴频器。,二、相位鉴频,1.电路说明,图8-2

36、2是电感耦合相位鉴频器原理电路图。输入电路的初级回路C1、L1和次级回路C2、L2均调谐于调频波的中心频率f0。它们完成波形变换，将等幅调频波变换成幅度随瞬时频率变化的调频波(即调幅-调频波)。,图8-22 相位鉴频器原理电路,D1、R1、C3和D2、R2、C4组成上、下两个振幅检波器，且特性完全相同，将振幅的变化检测出来。负载电阻R通常比旁路电容C3的高频容抗大得多，而耦合电容C4与旁路电容C3的容抗则远小于高频扼流圈L3的感抗。因此，初级回路上的信号电压几乎全部降落在扼流圈L3上。,2.工作原理,由图8-22可以看出，初级回路电流经互感耦合，在次级回路两端感应产生次级回路电压。加在两个振幅

37、检波器的输入信号分别为,(8-45),(8-46),只要加在二极管上的电压为FM-AM波，后面就是振幅检波。这里关键是弄清与间的相位关系。,为了使分析简单起见，先作两个合乎实际的假定：1)初次级回路的品质因数均较高；2)初、次级回路之间的互感耦合比较弱。这样，在估算初级回路电流时，就不必考虑初级回路自 身的损耗电阻和从次级反射到初级的损耗电阻。,于是可以近似地得到图8-23所示的等效电路，图中,图8-23 次级回路的等效电路,初级电流在次级回路中感应产生串 联电动势,(8-48),式中，正、负号取决于初次级线圈的绕向。,(8-47),可以根据图8-23所示的等效电路求出：,(8-50),式中，

38、X2=XL2XC2是次级回路总电抗，可正可负，还可为零。这取决于信号频率。,现在假设线圈的绕向使该式取负号。将式(8-47)代入式(8-48)，得,(8-49),从式可以看出，当信号率频fin等于中心频 率f0(即回路谐振频率)时，X2=0，于是,(8-51),该式表明，次数回路电压 比初级回路电压 超前。,Vab,当信号频率fin高于中心频率f0时，XL2XC2，即X20。这时次级回路总阻抗为,式中，是Z2的模，其值为,是Z2的相角，其值为,将Z2的关系式代入式(8-50)，得,该式表明，当信号频率高于中心频率时，次级回路电压超前于初级回路电压 一个小于 的角度。,当finf0时，与上面类似

39、,即 超前于 一个大于 的相角。,通过上面的分析，我们找到了次级回路电压与初级回路电压之间的相位关系。归纳起来就是：将超前于 一个角度。这个角度可能是，可能大于，也可能小于，主要取决于信号频率是等于、小于或大于中心频率。正是由于这种相位关系与信号频率有关，才导致两个检波器的输入电压的大小产生了差别。这可以从分析矢量图来说明。,根据式(8-45)、式(8-46)和上面的相位关系的分析，画出图8-24所示的矢量图。,fin=f0,finf0,图8-24 相位鉴频器矢量图,finf0,由于鉴频器的输出电压等于两个检波器输出电压之差，而每个检波器的输出电压(峰值或平均值)正比于其输入电压的振幅VD1(

40、或VD2)，所以鉴频器输出电压(峰值或平均值)为 V0=Vab=kd(VD1VD2)(8-54)式中kd为检波器的电压传输系数。,将上式与图8-24的矢量图联系起来，可以看出：当fin=f0时，因为VD1=VD2，所以Vab=0；当finf0时，因为VD1VD2，所以Vab0；当finf0时，因为VD1VD2，所以Vab0，因此，输出电压Vab反映了输入信号瞬时频率的偏移f。而f与原调制信号v(t)成正比，即Vab与v(t)成正比。亦即实现了调频波的解调。,若将Vab与频移f之间的关系画成曲线，便得到如图8-25所示的S形鉴频特性曲线。,(a)正极性鉴频曲线,(b)负极性鉴频曲线,图8-25,

41、图(a)为正极性鉴频曲线，鉴频跨导S0。若次级线圈的同名端相反，则为负极性鉴频，鉴频跨导S0，如图(b)所示。其矢量图读者可自行画出。,在该曲线的中间部分，输出电压与瞬时频移f之间近似地成线性关系，f越大，输出电压也越大；但当信号频率偏离中心频率越来越远，超过一定限度(ffm)后，鉴频器的输出电压又随着频移的加大而下降。其主要原因是，当频率超过一定范围以后，已超出了输入电路的通频带，耦合回路的频率响应曲线的影响变得显著起来，这就导致了 的大小也随着频移的加大而下降，所以最后反而使鉴频器的输出电压下降。因此，S型鉴频特性曲线的线性区间两边的边界应对应于耦合回路频率响应曲线通频带的两个半边界点，即

42、半功率点。,前面介绍的相位鉴频器，当输入调频信号的振幅发生变化时，输出电压也会发生变化，因此由各种噪声和干扰引起的输入信号寄生调幅，都将在其输出端反映出来。为了抑制噪声及干扰，在鉴频器前必须增设限幅器。而比例鉴频器具有自限幅功能，因而采用它可以省去外加的限幅器。,三、比例鉴频器,图8-26是比例鉴频器的原理电路,图8-26,其波形变换部分与相位鉴频器基本相同，电路上差别主要有以下几点：(1)R1，R2连接点N接地，负载RL接在MN之间，输出电压由 M，N引出。(2)R1和R2两端并接大电容C6(一般为10F)，使得在检波过 程中ab间的端电压基本保持不变。(3)D1和D2按环路顺接，以保持直流

43、通路，因此C3和C4上的 电压极性一致，Vab=VC3+VC4。比例鉴频器的输出电压,2.自限幅特性分析 比例鉴频器不需要前置限幅器，它本身就具有抑制寄生调幅所产生的干扰的能力，在比例鉴频器中，由于C6的电容量很大，因此电压Vab基本稳定不变，它只决定于调频波的载波振幅，而与其频偏及寄生调幅都无关.当输入信号振幅由于干扰突然变大时，由于电压Vab基本恒定，就使得检波管的电流明显加大，加重了对输入回路的负载，即回路Q值下降,可迫使信号振幅减小。反之亦然。因而很好地起到了稳幅的作用。,8.5 调频制的抗干扰(噪声)性能,关于各种调制方式的抗干扰性能分析属于后续课程“通信原理”的课程内容，但是，有些

44、高频电路的组成(例如，调频收发信机中的预加重、去加重等特殊电路)与抗噪声性能的分析是密切相关的。本课程只能在讲清楚讨论条件后，直接引用有关结论。抗干扰性是指在接收机解调器的输入端信噪比(SNR)相同时，哪种调制方式的接收机输出端信噪比高，则认为这种调制方式的抗干扰性能好。在本章的开头曾提到调频制的突出特点是它的抗干扰性能优于调幅制，这是为什么呢？对此，简述如下。,分析表明，对于单音调频波(假定干扰也是单频信号)而言，解调的输出电压信噪比为,(SNR)FM,(8-55),式中，为接收机输入端信噪比，Vs和Vn分别表示信号与干扰电压的幅值；f为频偏；F为调制信号频率；mf为调频指数。一般宽带调频系

45、数mf 总是大于1的，因而调频接收机信噪比与输入端相比是有所提高的。,对于调幅接收机而言，检波输出电压信噪比为,(SNR)AM,(8-56),当ma=1时，输出端信噪比与输入信噪比相等，这是调幅接收最好的情况。而通过ma1，则结果要差些。,由于在调幅制中，调幅系数ma不能超过1，而在调频制中，调频系数mf 可以远大于1，所以说调解制的抗干扰性能优于调幅制。以上分析表明，加大调制系数mf 可以使鉴频输出信噪比增加，但必须注意，加大mf 将增加信号带宽。因此，调频制抗干扰性能优于调幅制，是以牺牲带宽为代价的。,以上讨论仅指干扰为单频信号的简单情况，如果干扰信号非单频，而是白噪声，分析表明，只有在调

46、频系数大于时，调频制的抗干扰性能才优于调幅制。因此，常把 mf作为窄带调频与宽带调频的过渡点。在抗干扰性能方面，窄带调频并不优于调幅制，因为窄带调频信号和调幅信号的带宽并无差异。,从表面看，增加带宽将使更多的噪声信号进入接收机，但是，为什么宽带的调频信号反而可以提高信噪比呢？这是因为调频信号的频谱是有规律地扩展的，各旁频分量是相关的，经解调后宽带信号可以凝聚为窄带的原始调制信号频谱。而噪声各频率是彼此独立的，不能凝聚，解调后仍分布在宽带内，大部分 将被滤波器滤除，这就使输出信噪比得以提高。,从式(8-55)还可以看出，调频接收机中鉴频器输出端的噪声随调制信号频率的增加而增大，即鉴频器输出端噪声

47、电压频谱呈三角形(其噪声功率谱呈抛物线形)，如图8-27所示。而各种消息信号(如话音、音乐等)，它们的能量都集中在低频端，因此在调制信号的高频端输出信噪比将明显下降，这对调频信号的接收是很不利的。,图8-27 鉴频器输出噪声频谱,为了使调频接收机在整个频带内都具有较高的输出信噪比，可以在调频发射机的调制器之前，人为地加重高音频，使高音频电压提升，这被称为“预加重”技术，实现这一技术的电路称为预加重网络。但这样做的结果，改变了原调制信号各调制频率之间的比例关系，将造成解调信号的失真。因此，需要在调频接收机鉴频器输出端加入一个与预加重网络传输函数相反的去加重网络，把人为提升高音频电压振幅降下来，恢

48、复原调制信号各频率之间的比例关系，使解调信号不失真。,1.预加重网络,调频噪声频谱呈三角形，即与调制信号频率F成正比。与此相对应，可将信号电压做类似处理，要求预加重网络的传输函数应满足 2F，这对应于一个微分电路。但考虑到对信号的低端不应加重，一般采用的预加重网络及其传输特性分别如图8-28(a)、(b)所示.,图8-28 预加重网络,图中,(式中R=R1/R2),对于调频广播发射机中的预加重网络参数C、R1、R2的选择，常使，F2=15kHz，此时R1C=75s。,2.去加重网络,去加重网络及其频响特性见图8-29(a)、(b)，去加重网络应具有与预加重网络相反的网络特征。因而应使 1/2F

49、，可见，去加重网络相当于一个积分电路。在广播调频接收机中，去加重网络参数R、C的选择应使，F2=15kHz，此时R1C=75s。,图8-29 去加重网络,本 章 小 结,1.角度调制是载波的总相角随调制信号变化，它分为调频和调相。调频的瞬时频率随调制信号线性变化，调相波的瞬时相位随调制信号线性变化。调角波的频谱不是调制信号频谱的线性搬移，而是产生了无数个组合频率分量，其频谱结构与调制指数m有关，这一点与调幅是不同的。2.角度调制信号包含的频谱虽然是无限宽，但其能量集中在中心频率f0附近的一个有限频段内。略去小于未调高频载波振幅10%以下的边频，可认为调角信号占据的有效带宽为BW=2(fm+Fm

50、ax)，其中，fm为频偏，Fmax为调制信号最高频率。,3.调角波的调制指数可表达为,但其中调频波的mf与调制频率F成反比，而调相波的mp则与调制频率F无关。调频波的频带宽度与调制信号频率无关近似为恒带调制，调相波的频带宽度随调制信号的频率而变化。4.调角波的平均功率与调制前的等幅载波功率相等。调制的作用仅是将原来的载频功率重新分配到各个边频上而总的功率不变。,5.实现调频的方法有两类，直接调频与间接调频。直接调频是用调制信号去控制振荡器中的可变电抗元件(通常是变容二极管)，使其振荡频率随调制信号线性变化；间接调频是将调制信号积分后，再对高频载波进行调相，获得调频信号。直接调频可获得大的频偏，