功率因数校正.docx

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1、功率因数校正中 文 摘 要 摘 要 功率因数校正PFC是治理谐波污染的一种有效方法。论文介绍了传统有源功率因数校正的工作原理，分析了其主电路在应用中因二极管反向恢复产生的电流冲击与纹波噪声等问题，设计了一种带中心抽头电感的单相Boost高功率因数校正器，该电路采用平均电流模型UC3854，它通过脉宽调制输出的一连串脉冲信号来控制电路中开关晶体管的导通与截止，从而将输入电流与输出电压的相位重新调整到同相状态，最终达到功率因数校正的目的。 与传统型功率因数校正主电路相比，该主电路拓扑结构只是在电感磁环上增加了几匝线圈，引出了一个中心抽头，能够有效地抑制电流冲击，降低纹波噪声，提高了功率因数校正主电

2、路的可靠性，分析了尖端失真、输出电压飘升以及重载下输出电压参数调整等实际问题，并给出了相应的解决方案。同时，还设计了UC3854的引脚保护电路和电流放大器的箝位电路。仿真与试验结果表明，该Boost功率因数校正器设计合理，性能可靠，功率因数可达到0.99，而且与当今通用的PFC控制电路兼容。 关键词：功率因数校正，整流器，UC3854 - I - Abstract Abstract PFC (Power Factor Correction) is an effective method to reduce harmonic currents in power grids. The princi

3、ple of traditional active power factor correction (APFC) are introduced, and analyze the current impact and the ripple noise problems owing to the diode reverse recovery about PFC main circuit which is in practical applications. A single-phase Boost power factor corrector with centrally tapped induc

4、tor is proposed. Using the average current model，UC3854 controls the state of the switching transistor in the circuit by outputting a series of PWM (Pulse Width Modulation) signals By this mean it readjusts input current and output voltage to synchronization , thus fulfilling power factor Correction

5、. Compared with the main circuit of traditional PFC, only several windings are added on magnetic ring and tapped, which effectively suppresses the impact current, reduces the ripple noise and improves the reliability of PFC main circuit. Problems of cusp distortion, output voltage shifting and outpu

6、t voltage regulation with heavy load are analyzed and solutions are given respectively. At the same time, protecting circuit for pins of UC3854 and current amplifier clamping circuit to limit the output voltage swing are designed. The simulation and experiment show that, the proposed PFC design is r

7、ational, reliable and compatible with popular PFC control circuit, while its power factor reaches 0.99. Key word: power factor correction, rectifier,UC3854 II 目录 目录 摘 要 . 错误！未定义书签。 ABSTRACT . 错误！未定义书签。 目录 . 错误！未定义书签。 第一章 引 言 . 错误！未定义书签。 1.1 课题研究的意义 . 错误！未定义书签。 1.2 功率因数校正技术的研究现状 . 错误！未定义书签。 1.3 主要研究内

8、容 . 错误！未定义书签。 第二章 单相功率因数校正的基本原理 . 错误！未定义书签。 2.1 功率因数的基本概念 . 错误！未定义书签。 2.1.1 功率因数的定义 . 错误！未定义书签。 2.1.2 功率因数PF与总电流谐波畸变(THD)的关系错误！未定义书签。 2.1.3 功率因数校正的分类 . 错误！未定义书签。 2.2 有源功率因数校正的基本原理 . 错误！未定义书签。 2.3 APFC的典型控制方法 . 错误！未定义书签。 2.3.1 峰值电流型控制(Peak Current Mode Control)错误！未定义书签。 2.3.2 电流滞环控制(Hysteresis Curren

9、t Control) . 错误！未定义书签。 2.3.3 平均电流型控制(Average Current Mode Control) 错误！未定义书签。 第三章 有源功率因数校正主电路方案论证 . 错误！未定义书签。 3.1 单相功率因数校正电路在实际应用中的问题 . 错误！未定义书签。 3.2 三种改进型单相功率因数校正主电路拓扑 . 错误！未定义书签。 3.3 方案比较 . 错误！未定义书签。 第四章 500W Boost型PFC实验电路的设计 . 错误！未定义书签。 4.1 功率因数校正芯片UC3854 . 错误！未定义书签。 4.1.1 UC3854简介 . 错误！未定义书签。 4.1

10、.2 引脚功能概述 . 错误！未定义书签。 4.1.3 UC3854保护功能 . 错误！未定义书签。 4.2 Boost型PFC实验电路的技术指标及PFC目的 错误！未定义书签。 III 目录 4.2.1 系统的主要技术指标 . 错误！未定义书签。 4.2.2 PFC的目的 . 错误！未定义书签。 4.3 系统主电路的设计 . 错误！未定义书签。 4.3.1 Boost变换器的设计 . 错误！未定义书签。 4.4 基于UC3854芯片系统控制电路的设计 . 错误！未定义书签。 4.4.1 外围电路的设计 . 错误！未定义书签。 4.4.2 电流误差放大器补偿网络的设计 . 错误！未定义书签。

11、4.4.3 电压误差放大器补偿网络的设计 . 错误！未定义书签。 4.5 功率因数校正器的优化设计 . 错误！未定义书签。 4.5.1 传统校正电路及其存在问题 . 错误！未定义书签。 4.5.2 主电路性能优化设计 . 错误！未定义书签。 4.5.3 控制电路优化设计 . 错误！未定义书签。 第五章 系统仿真及分析 . 错误！未定义书签。 5.1 输入电压输入电流波形仿真 . 错误！未定义书签。 5.2 谐波分析 . 错误！未定义书签。 5.3 关键点波形 . 错误！未定义书签。 5.4 应用 Protel 绘制原理图 . 错误！未定义书签。 结 论 . 错误！未定义书签。 参考文献 . 4

12、4 致谢及声明 . 错误！未定义书签。 IV 第一章 引言 第一章 引 言 1.1 课题研究的意义 随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通和家庭中的应用日益广泛，而谐波所造成的危害也日益严重，这己经严重阻碍了电力电子技术的发展。 从220V交流电网经整流供给直流是电力电子技术及电子仪器中应用极为广泛的一种基本变流方案。在含有AC/DC变换器的电力电子装置中，DC/DC变换器或DC/AC变换器的供电电源一般是由交流市电经整流和大电容滤波后得到较为平直的直流电压。大家都知道整流器电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的结合，因此，虽然输入交流电压是正弦波，而输入交流电流

13、却是一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流，波形严重畸变。对这种畸变的输入电流进行傅立叶分析，它除含有基波外，还含有大量的高次谐波分量。这些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波“污染”，造成严重危害。其主要危害有1： 产生“二次效应”。即谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压 (原来是正弦波)发生畸变，影响各种电气设备的正常工作。 谐波会造成输电线路故障，使变电设备损坏。例如，线路和配电变压器过热、过载。在高压远距离输电系统中，谐波电流会使变压器的感抗与系统的容抗发生LC谐振；在三相电路中，中线电流是三相三次谐波电流的叠加，因此，谐波电流会使中线电流过流而损坏，等等。 谐波影响用电设备。例如

14、，谐波电流对电机除增加附加损耗外，还会产生附加谐波转矩、机械振动等，这些都严重影响电机的正常运行;谐波可能使白炽灯工作在较高的电压一下，这将导致灯丝工作温度过高，缩短灯丝的使用寿命，等等。 谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并使电气测量仪表计量不准。 - 1 - 第一章 引言 谐波会对通信电路造成干扰。电力线路谐波电流会通过电场祸合、磁场祸合和共地线祸合对通信电路造成影响。 有源功率因数校正技术是在整流器和滤波电容之间增加一个DC/DC开关变换器。其主要思想如下:选择输入电压为一个参考信号，使得输入电流跟踪参考信号，实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似同频同相的波形，以提高功率因数和

15、抑制谐波:同时采用电压反馈，使输出电压为近似平滑的直流输出电压。简而言之，有源功率因数校正技术的目的是使输入电流跟踪输入电压，并使输出电压稳定。 近年来，高频开关电源在国民生活中的使用越来越广泛，特别是现在提倡“绿色电源”，要求装置对电网无污染，主要包括谐波含量、功率因数、波形畸变等。解决这个问题的积极办法就是采用功率因数校正(PFC)技术。因此本文对功率因数校正技术的研究具有一定的现实意义和实用价值。 1.2 功率因数校正技术的研究现状 对于作为主要谐波源且功率因数很低的整流器，抑制谐波和提高功率因数的基本思路有两条：一是装设补偿装置对其谐波进行补偿，二是对整流器本身进行改进。与设置补偿装置

16、来补偿谐波相比，改进变流器自身性能的方法是一种更积极的方法，也是目前的研究热点之一。 在电路的单相PFC控制中，一般有两种方法控制系统的功率变换。第一种是单级转化，它将输入电流控制、负载电压调整以及可能需要的输入输出隔离合成一个功率级；另一种方法是二级策略，即输入级控制输入电流，并提供一个初步变换的输出电压，将负载调整作为第二级，不同的功率级拓扑有其不同的功能。目前，单相功率因数校正技术已是一项成熟的技术。 为了提高AC-DC开关变换器输入端功率因数，最简单的方法是采用无源校正技术，即在整流输出端接LC滤波器。这种方法虽然也能使PF提高到0.9左右，但它只能对某型指定的谐波进行抑制和基波相移补

17、偿，无- 2 - 第一章 引言 论体积、重量、价格等因素都限制了它在实际中的应用。有源功率因数校正(APFC)技术是在变流装置的整流电路与输出电容之间增加了一个功率变换电路，实际上是一个特殊控制的DC-DC开关变换器，可利用输入电流和输出电压双环控制环路，使输入电流波形接近正弦，与输入端同相，从而使输入端功率因数接近于1.0，而且具有稳定的直流输出电压。最常见的APFC电路是Boost开关变换器，可以采用峰值电流、平均值电流或滞环电流等模式进行控制。 有源功率因数校正技术适应了电力电子技术的发展方向，近年来受到广泛重视。目前，国内外在PFC控制技术、数学模型的建立、检测手段等方面都作了大量的研

18、究。对于小功率(100 W以下)AC-DC开关电源，现在国内外正在研究单级高功率因数电路(APFC电路和开关电源只用一级电路构成)，功率因数可达0.9，而成本只增加5%。 国际产业界也开发研制出许多专用APFC控制芯片，UNITRODE，TOKO、MICROLINER，MOTOROLA等国际知名IC公司生产的APFC控制IC达64种之多，极大的简化了有源功率因数电路的设计，推动了APFC技术的发展和应用。 1.3 主要研究内容 本文在对国内外有源功率因数校正技术分析、研究的基础上，进行Saber仿真对Boost型有源功率因数校正器系统进行深入的研究。论文主要从以下几个方面展开研究： 概述功率因

19、数校正技术的发展状况及其分类，本课题的研究目的及意义。 在论述有源功率因数校正基本原理的基础上，对有源功率因数校正器几种主功率拓扑进行分析和比较，并总结各自的优缺点；指出几种改进型功率因数校正主电路拓扑；并说明改进后电路的特性；对有源功率因数校正电路的控制策略进行了详细的分类阐述，总结各自的优缺点及适合的应用场合。通过分析比较确定本文研究的对象平均电流控制模式的Boost型功率因数校正技术。 - 3 - 第一章 引言 分析Boost变换器各个环节的电压、电流的变化情况及电路波形。 对Boost型PFC系统进行了仿真，并比较分析系统在功率因数校正前后的输入电压电流波形和输出电压波形的变化，结果验

20、证本文的方法，设计Boost型PFC电路的各参数可获得满意得效果，说明这种设计方法的合理性。 - 4 - 第二章 单相功率因数校正的基本原理 第二章 单相功率因数校正的基本原理 2.1 功率因数的基本概念 2.1.1 功率因数的定义 功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值。 即 PV1I1rmscosqI1rmsPF=cosq1=rcosq1FV1Irms(total)Irms式中 I1rms表示输入基波电流有效值； Irms(total)表示输入总电流有效值； r=I1rmscosq表示输入电流失真系数； V1Irms(total)cosq1表示基波电压与基波电

21、流之间的相移因数，因此功率因数PF又可定义为输入电流失真系数(r)与相移因素(cosq1)的乘积。 2.1.2 功率因数PF与总电流谐波畸变(THD)的关系 根据总谐波畸变的定义23 THD=I22rms+I23rms+I2nrmsI10000=n-22nrmsI1rmsnrmsI1rms10000 式中I为n次谐波电流有效值； 因此功率因数的表达式可变换为 PF=I1rmsI1rmscosq1=IrmsI22rms+I23rms+I2nrmscosq1=I1rmsIn-22nrms即 PF=cosq11+(THD)2- 5 - 第二章 单相功率因数校正的基本原理 由上式可以看出，可以采用两种

22、方法来提高功率因数(PF)：一是就最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD 值达到最小；二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使cosq=l，从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术，可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈纯正正弦波，并且和输入电压同相位。 2.1.3 功率因数校正的分类 PFC技术的主要方法可以分为无源PFC技术和有源PFC技术。 无源PFC技术采用无源器件，如电感和电容组成的谐振滤波器，实现PFC功能，主要优点：简单、成本低及电磁干扰小等。主要缺点：难以得到高功率因数，低频时元器件尺寸和重量大，工作性能与频率、负载变化和输入电压

23、变化有关，电感和电容间有大的的充放电电流等。 有源PFC技术采用有源器件，如开关管和控制电路，通过控制开关管的动作，实现输入电流跟随输入电压波形的变化，从而获得高的功率因数。有源PFC技术主要优点：功率因数高，总谐波畸变小，输入电压工作范围宽，输出电压可保持稳定等；主要缺点是：电路复杂，成本增加，效率会下降。有源PFC技术已经广泛应用在AC-DC开关电源，UPS电源，电子镇流器等电子仪器中4。 2.2 有源功率因数校正的基本原理 有源功率因数校正APFC(Active Power Factor Correction)的基本电路由两大部分组成：主功率电路和控制电路，如图2-1所示。其基本思想是：

24、将输入的交流电压进行全波桥式整流，对得到的整流直流电压进行DC-DC变换。通过相应的控制(PWM调制)使输入电流平均值自动跟随全波整流电压基准，呈正弦波形，且相位差为零，使输入阻抗呈纯阻性，从而实现其功率因数为1。 - 6 - 第二章 单相功率因数校正的基本原理 现有的APFC电路一般都采用双环控制，内环为电流环，用来实现DC-DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同：外环为电压环，可保持输出电压稳定，从而使DC-DC变换器输出端成为一个直流电压源。 交流 整流器 输入Uin DC/DCiin 变换器 ichg c负载 波形信号驱动电路 电流检测 + 乘法器图2-1 有源功率因数校正原理框图

25、 图2-1给出了经过校正的输入电流波形(主电路为Boost型)。由图可见，输入电流经PWM脉冲宽度调制，使原来呈脉冲状的波形，被调制成接近正弦(含有高频纹波)的波形。在一个开关周期内，当开关导通时，电感电流等于开关导通电流。当开关关断时，流过开关的电流为零。含有高频纹波的输入电流，经过低通滤波网络，取每个开关周期内的平均值，则可得到较光滑的近似正弦波。 2.3 APFC的典型控制方法 有源功率因数校正的控制电路必须保证实现输出电压稳定和单位输入功率因数。为了得到稳定的输出电压，可利用电阻分压网络采样输出电压进行反馈控制。对输入电流波形的控制可以采用电压跟随和乘法器两种方法实现。其中乘法器控制应

26、用较为广泛，它通过引入一个输入电流反馈控制环，利用模拟乘法器电路来实现将输入电流校正成为与输入电压同相位的正弦波。 - 7 - 第二章 单相功率因数校正的基本原理 2.3.1 峰值电流型控制(Peak Current Mode Control) 图2-2是峰值电流控制模式PFC电路原理图。其中功率管的开关周期恒定不变为T。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相的电流控制参考信号(基准电流环信号)。功率管S导通，电感L充电时，电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电，当一个开关周期T结束时，功率

27、管重新导通。图2-3是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形Vg和电感电流波形iL的示意图。 当电感电流的峰值按工频变化，从零变化到最大值时，控制波形的占空比逐渐由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5。当占空比大于0.5时，外部的微扰可以被放大，导致系统电流不收敛，此时可能会产生谐波振荡。为了防止这种情况的出现，电路中须增加一个斜率补偿函数(slope compensation )或斜坡补偿： PWM输出是一个图腾柱式MOSFET栅极驱动器(GTDrv)信号。该输出被IC内部箝位在15V，所以IC可工作在VCC高于35V电压值。采用最小为的栅极串联电阻器，可防止栅极阻

28、抗与栅极驱动器输出之间的互相作用影响，它会引起GTDrv输出过冲太大。当驱动容性负载时，某些输出的过冲总是会出现的。 3.1.3 UC3854保护功能 欠压保护：比较器C1为监控直流控制电压肠VCC17V；比较器C2为监控电网电压有效值VN80V，当VCC或VN低于所设定下限时，比较器C1或比较器C2动作，使开关管S正偏导通，VC1迅速下降为零，使电路中止工作。 过载保护：当主电路流过过载电流并使比较器C4的反向端电压为零时，C4动作使锁存器F复位，停止工作1。 4.2 Boost型PFC实验电路的技术指标及PFC目的 4.2.1 系统的主要技术指标 本文所研究的单相Boost有源功率因数校正

29、电路，其技术指标如下： 输入交流电压：115/50HZ； - 21 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 输出直流电压：200V； 输出功率：500W； 电流检测为无感电阻； 开关频率为40KHZ； 输入电流的总谐波畸变率THD 控制在4%或以下。 4.2.2 PFC的目的 功率因数校正主要实现两个目的： 控制电感电流波形，使它能跟踪输入电压的波形，从而得到高功率因数； 为后一级电路提供平滑的直流电压。 4.3 系统主电路的设计 Boost变换器因其具有特殊优点(在第三章中已作详细介绍)，在有源功率因数校正中应用最多。所以，考虑到电路的实用性，本文设计了采用Boost变换器作为

30、PFC的主电路拓扑。整个APFC主电路的结构如图4-2所示： Boost变换器ILLVDVD1VD2VTRC0VD3VD4RSU0 图4-2 Boost变换器 - 22 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 4.3.1 Boost变换器的设计 升压电感L1 电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用，并决定了输入端的高频纹波电流总量，因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况：输出功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求，电感的设计应该在输入电压最低的点进行计算。 由前面分析知，当开关管S导通时有

31、 LDLL=Vin 即 DTSVinDTSVD=in DILfsDILL=式中 TS 表示开关周期，fs表示开关频率。 1. 确定输入电流的最大峰值。当输入电压最小时，输入电流最大，有 IPK=2PINVIN(min)=2500=8.84 80式中 PIN=P0。 2. 设定允许的电感电流的最大纹波。通常选择在最大峰值线路电流的20%左右，即允许电感电流有20%的波动，有 DIL=0.2IPK=0.28.84=1.87 3. 确定电感电流出现最大峰值时的占空比。当输入电压达到峰值的时候，输入电流也应该达到峰值，此时的电流纹波最大，因此，应在最小输入电压的峰值点处计算占空比，有 D=V0-2VI

32、N(min)V0=200-280=0.434 200- 23 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 4. 计算升压电感值 L=2VIN(min)DfsDIL=2800.434=0.694mh 400001.768本设计中L实取值为0.7mh 输出电容C 选择输出电容时要考虑到的因素有：开关频率纹波电流、二次谐波纹波电流、直流输出电压、输出电压纹波、维持时间、流过输出电容器的总电流是开关频率纹波电流的有效值和线路电流的二次谐波；通常选择长寿命、低漏阻、能耐较大纹波电流，工作范围较宽的铝电解电容，并且耐压的选择应留有充分的余量，以避免超负荷工作。对输出电容的计算有以下两种方法： 1

33、. 按输出电压的纹波要求计算11 由于输出电容C中将流过的交流分量，在C端压将产生脉动，该脉动量与C的数值有关。一般输出电压纹波要求为sv2%，设输出电压脉动量为Du0，则 I1tDu0=icdt=0sin2wt C02wC记Du0的峰峰值为Du0(p-p)， Du0(p-p)=I0 wCsvDu0(p-p)U0=I0 wCU0 CI0wsVU0根据本电路给出的技术指标，为使输出电容足够大，式中U0取最小输出电压为 U0(min)=2Uin(max)=1.414*270=382V，则 - 24 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 CI0500/382=546uf =wsVU0

34、(min)3142%3822. 按维持时间计算 维持时间是指在输入电源被关闭之后，输出电压仍然保持在规定范围内的时间长度。维持时间是以下电参量的函数：储存在输出电容器中的能量总和、负载功率、输出电压及能使负载工作的最小电压。所以用维持时间Dt来确定输出电容值的计算公式为： C=2P0*Dt，取Dt为36ms U02-U20(min)2*500*0.036=1200uf 22200-100本设计以满足维持时间要求为准则，故采用第二种计算方法。电容C取值C=1200uf。 电流取样电阻 通常有两种电流传感检测方法，即在变换器接地线返回端串联一个取样电阻来检测输入电流或用两个电流互感器。采用取样电阻

35、检测输入电流要比电流互感器成本低，它主要使用于功率和输入电流较小的场合。故本设计选择取样电阻来检测输入电流的方法。电流取样电阻RS上的压降VS作为输入电流取样信号，通过电流环的调节作用，使输入电流呈正弦波形。电流取样电阻RS上的电压VS的典型值为1.0V。 求出 IPK(max)=IPK+DI/2=8.84+0.9=9.74 计算电流取样电阻值RS=1/IPK(max)=1/9.74=0.1(W) 选取0.15(W) 计算峰值检测电压的实际值 VRS(PK)=IPKRS=8.840.15=1.3 功率开关管和二极管 当功率开关管导通时，二极管反向截止，流经开关管的电流为电感电流，二极管上的反向

36、电压为输出电压；当功率开关管关断时，二极管正向导通，开- 25 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 关管上的电压为输出电压，流经二极管的电流为电感电流。因此在选择功率开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流必须大于电感电流的最大值。电压考虑1. 2倍的安全裕量，电流考虑1. 5倍的安全裕量，则 VCEM(S) ICEM()S1.2V0=1.2200=240 (V) 1.5I(Lma=1.58.84=13.26 (A) 根据上述额定电压，额定电流的要求，功率开关管选取Intersil公司的IRFP460为功率MOSFET，其额定电压为500V，额定电流为20A；续

37、流二极管选用 STTA1206D，其额定电压为600V，额定电流为12A，反向恢复时间为35ns。 4.4 基于UC3854芯片系统控制电路的设计 4.4.1 外围电路的设计 峰值电流限流电阻RPK1和RPK2 UC3854具有峰值电流限制的功能，当输入电流瞬时值超过最大电流限时，使开关管关断。这个功能由RPK1和RPK2组成的分压网络和峰值限制比较器来完成12。 RPK1和RPK2的选取，一般要考虑到峰值电流的过载量，如设过载量为0.6A，则 峰值电流过载值：IPK(OV)=9.74+0.6=10.4 检测电压过载值：VRS(OV)=IPK(OV)RS=10.40.15=1.56 (V) 通

38、常RPK1选为定值，典型值10K，又由于基准电压VREF=7.5V，则可由分压网络得RPK2： RPK2=VRS(OV)=IPK(OV)RPK1/VREF=1.5610000/7.5=2.08 (KW)， 取RPK2=2KW。 前馈分压电路 分压电路结构如图3-3所示由RFF1、RFF2、RFF3、CFF1、CFF2组成的一个- 26 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 二阶RC低通滤波器。 图4-3 前馈分压电路 电路的传递函数为： G(S)=V0D= V1AS2+BS+C其中 A=RFF1RFF2RFF3CFF1CFF2 B=RFF1CFF1(RFF2+RFF3)+RFF

39、3CFF2(RFF1+RFF2) C=RFF1+RF2F+RF 3F D=RFF3 可见，由RFF1、RFF2、RFF3、CFF1、CFF2组成的一个二阶RC低通滤波器 其中阻尼比： x=CB， wn=。 A2AC由于B0,所以阻尼比大于0，系统稳定。 前馈分压电阻的确定 全波整流电压的有效值等于输入正弦电压的有效值，其平均值正比于有效值，有如下关系： VAVG=22VINRMSp故前馈电压的平均值为： - 27 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 VFF=RFF3VAVG RFF1+RFF2+RFF3前馈电压分压网络在最低输入交流时应确保管脚8处的电压不低于1.414V，电

40、容CFF1端的电压不低于7.5V，故有如下联立方程 1.414=VIN(AVG)RFF3RFF1+RFF2+RFF3=VFF ； 7.5=VIN(AVG)(RFF2+RFF3)RFF1+RFF2+RFF3=VNODE 常选为定值，一般取RFF1=910KW，RFF2=91KW，RFF3=20KW。 计算滤波电容值 为计算出滤波电容，限定前馈电路对总谐波畸变的贡献为1.59%，全波整流电路中二次谐波含量大约为66.2%。因此输入谐波失真预算百分比(滤波衰减值)为Gff=%THD/66.2%=1.5%/66.2% = 0.0227。由此可得滤波电容参数13： CFF1=11=0.1mf 2pfrR

41、FF2Gff2p10091K0.002711=0.53mf 2pfrRFF3Gff2p10020k0.0227CFF2=其中fr为输入的二次谐波，即 fr=250HZ=100HZ。 乘法器 乘法器是PFC电路的核心，其输出电流是电流环的基准信号，用来校正输入电流，提高功率因数。乘法器的工作可由下式描述： Imo=KmIAC(VVEA-1) 2VFF式中，Imo是乘法器的输出电流，Km=1，IAC是基准电压取样信号(乘法器的输入电流)，其最大为600A。VFF是前馈电压，VVEA是电压误差放大器的输出信号。 选择RVAC 乘法器的基准信号由整流电压经电阻RVAC转化而来，所以RVAC的选取按最- 28 - 第四章 500W Boost型PFC实验电路设计 大输入线电压的峰值除以乘法器的最大输入电流来计算。最大输入电压的峰值VPK(max)=VPK(max)=2270= 382V，乘法器的最大输入电流IAC(max)为600mA，