第二章数字通信4.ppt

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1、在并行体制中，正交频分复用(OFDM)具有较强的抗多径传播和频率选择性衰落的能力以及较高的频谱利用率，因此得到了深入的研究。OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统已成功地应用于接入网中的高速数字环路HDSL、非对称数字环路ADSL，高清晰度电视HDTV的地面广播系统。在移动通信领域，OFDM是第三代、第四代移动通信系统准备采用的技术之一,OFDM系统的调制与解调,宽带系统与多载波技术,宽带系统系统中所传送信号的带宽大于信道相干带宽的系统 时域角度：系统中所传送信号的符号周期小于信道最大多径时延扩展的系统存在的问题频率选择性衰落引起的

2、符号间干扰问题（ISI）,宽带系统与多载波技术,解决方法单载波调制加时域均衡 直接序列扩频码分多址加Rake 接收技术 但是均有不足 多载波传输技术,多载波传输系统原理图,OFDM信号保持各子载波相互正交OFDM信号是通过基带处理来实现的，不需要振荡器组，从而大大降低了OFDM系统实现的复杂性。,OFDM信号频谱结构,OFDM信号调制与解调 OFDM信号的产生是基于快速离散傅立叶变换实现的，其产生原理如下图所示。图中，输入信息速率为Rb的二进制数据序列先进行串/并变换。根据OFDM符号间隔Ts，将其分成ct=RbTs个比特一组。这ct个比特被分配到N个子信道上，经过编码后映射为N个复数子符号X

3、k，其中子信道k对应的子符号Xk代表bk个比特，而且,在Hermitian对称条件:Xk=X*2N-k,0k2N-k,的约束下，2N点快速离散傅立叶反变换(IFFT)将频域内的N个复数子符号Xk变换成时域中的2N个实数样值xk(k=0,1,2N-1)，加上循环前缀xk=x2N+k(k=-1,-J)之后，这2N+J个实数样值就构成了实际的OFDM发送符号。xk经过并/串变换之后，通过时钟速率为fs=的D/A转换器和低通滤波器输出基带信号。最后经过上变频输出OFDM信号。,OFDM信号产生原理图,OFDM信号接收原理图,OFDM信号接收端的原理图如图所示，其处理过程与发送端相反。接收端输入OFDM

4、信号首先经过下变频变换到基带，A/D转换、串/并变换后的信号去除循环前缀，再进行2N点快速离散傅立叶变换(FFT)得到一帧数据。为了对信道失真进行校正，需要对数据进行单抽头或双抽头时域均衡。最后经过译码判决和并/串变换，恢复出发送的二进制数据序列。,由于OFDM采用的基带调制为离散傅立叶反变换，可以认为数据的编码映射是在频域进行的，经过IFFT变换为时域信号发送出去。接收端通过FFT恢复出频域信号。为了使信号在IFFT、FFT前后功率保持不变，DFT和IDFT应满足以下关系,在OFDM系统中，符号周期、载波间距和子载波数应根据实际应用条件合理选择。符号周期的大小影响载波间距以及编码调制迟延时间

5、。若信号星座固定，则符号周期越长，抗干扰能力越强，但是载波数量和FFT的规模也越大。各子载波间距的大小也受到载波偏移及相位稳定度的影响。一般选定符号周期时应使信道在一个符号周期内保持稳定。子载波的数量根据信道带宽、数据速率以及符号周期来确定。OFDM系统采用的调制方式应根据功率及频谱利用率的要求来选择。常用的调制方式有QPSK和16QAM方式。另外，不同的子信道还可以采用不同的调制方式，特性较好的子信道可以采用频谱利用率较高的调制方式，而衰落较大的子信道应选用功率利用率较高的调制方式，这是OFDM系统的优点之一。,OFDM系统性能 1.抗脉冲干扰 OFDM系统抗脉冲干扰的能力比单载波系统强很多

6、。这是因为对OFDM信号的解调是在一个很长的符号周期内积分，从而使脉冲噪声的影响得以分散。事实上，对脉冲干扰有效的抑制作用是最初研究多载波系统的动机之一。2.抗多径传播与衰落 OFDM系统把信息分散到许多个载波上，大大降低了各子载波的信号速率，使符号周期比多径迟延长，从而能够减弱多径传播的影响。若再采用保护间隔和时域均衡等措施 可以有效降低符号间干扰。保护间隔原理如下图所示。,保护间隔原理,3.频谱利用率 OFDM信号由N个信号叠加而成，每个信号频谱为函数并且与相邻信号频谱有1/2重叠，如图所示。设信号采样频率为1/T，则每个子载波信号的采样速率为，即载波间距为，若将信号两侧的旁瓣忽略，则频谱

7、宽度为 BOFDM=(N-1),OFDM的符号速率为,OFDM信号频谱结构,比特速率与所采用的调制方式有关，若信号星座点数为M，则比特率为 因此，OFDM的频谱利用率为 对于串行系统，当采用MQAM调制方式时，频谱利用率为比较以上两式可以看出，当采用MQAM调制方式时，OFDM系统的频谱利用率比串行系统提高近一倍。,扩频调制,在一些应用中，需考虑通信系统的多址能力，抗干扰、抗阻塞能力以及隐蔽能力等。扩频技术是解决以上问题的有效措施。扩频系统则是将发送的信息扩展到一个很宽的频带上，通常要比发送的信息带宽宽很多。在接收端，通过相关检测恢复出发送的信息。扩频系统对于单个用户来说频谱利用率很低，但是扩

8、频系统允许很多用户在同一个频带中同时工作，而不会相互产生明显的干扰。当采用码分多址(CDMA)技术，实现多用户工作时，扩频系统的频谱效率就变得较高。,扩频系统具有以下主要特点：（1）抗干扰和抗衰落、抗阻塞能力强；（2）多址通信时频谱利用率高；（3）信号的功率谱密度很低，有利于信号的隐蔽。扩频通信系统的工作方式有：直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum)、跳变频率扩频(Frequency Hopping Spread Spectrum)、跳变时间扩频(Time HoppingSpread Spectrum)和混合扩频。以扩频技术为基础的码分多址(CDMA)方

9、式已得到广泛应用，并确定为第三代移动通信系统的多址方式。,直接序列扩频(DS-SS)1.直接序列扩频原理 直接序列扩频(DS-SS)系统是将伪随机(PN)序列直接与基带脉冲数据相乘来扩展基带信号。伪随机序列的一个脉冲或符号称为一个“码片”。采用二进制相移调制的DS系统调制器原理图如下图所示。,二进制相移调制的DS系统调制器原理图,设基带数据序列m(t)为,式中，an为信息码，取值为1；Ta为信息码时间间隔。在一个码元期间,基带信号m(t)的平均功率为,伪随机码产生器产生的伪随机序列cPN(t)为,式中，cn为伪随机序列码元，取值为1；Tc为伪随机序列码元时间间隔。通常，伪随机序列码元时间间隔远

10、远小于数据序列码元时间间隔，即TcTa。带宽扩展因子为,式中，Rc为伪随机序列码速，Ra为数据序列码速。cPN(t)的平均功率为,扩展后的序列d(t)为,式中,经过2PSK调制后，输出扩频信号为 s(t)=d(t)cosct=m(t)cPN(t)cosct,式中,c为载波角频率。,直接序列扩频系统解调器原理如图所示。图中，输入DS-SS信号首先进行2PSK解调，然后与伪随机序列相乘进行接扩。,直接序列扩频系统解调器原理,为了正确恢复信号，在接收端产生的伪随机序列必须与即将接收的扩频信号中的伪随机序列同步。设解调器输入为 r(t)=s(t)+n(t)=m(t)cPN(t)cosct+n(t)式中

11、，n(t)=nc(t)cosct-ns(t)sinct为加性高斯噪声。2PSK解调输出为,经解扩后输出为式中,第一项即是所需要的发送数据。扩频系统的抗干扰能力可以用处理增益来衡量，处理增益越大，抗带内干扰的能力越强。处理增益定义为,通常可用分贝表示，即,对于直接序列扩频系统，处理增益可表示为,式表示，直接序列扩频系统的处理增益为扩频信号射频带宽Bc与数据信息带宽Ba的比值，或为伪随机序列码速Rc与数据序列码速Ra之比。在不同的干扰情况下，式(9.6-13)会有所不同。例如，在CDMA系统中，传输的信息码速率为19.2kb/s，扩频码速率为1228.8kb/s，则系统的处理增益为,下图所示为直接

12、序列扩频系统对带内窄带干扰的抑制原理。解调器输入端信号和窄带干扰的功率谱如图(a)所示，解扩后输出信号和干扰的功率谱如图(b)所示。可见，解扩后信号带宽减小，功率谱增大，而干扰的功率谱扩展后带宽展宽，功率谱降低。解调器的滤波器将大部分信号频带外的干扰滤除，从而提高直接序列扩频系统的抗干扰能力。,直接序列扩频系统对带内窄带干扰的抑制原理(a)宽带滤波器输出;(b)解扩展后相关器输出,2.双四相扩频调制与解调 为了提高扩频系统的频谱利用率，调制方式可以采用四相调制，调制器原理图如图9-38 所示。调制器输出信号为s(t)=mI(t)cIPN(t)cosct+mQ(t)cQPN(t)sinct,(9

13、.6-14),式中，cIPN(t)和cQPN(t)分别为同相支路和正交支路的扩频码。双四相解调器原理图如图9-39所示。解调器输入为,r(t)=s(t)+n(t)=mI(t)cIPN(t)cosct+mQ(t)cQPN(t)sinct+n(t),(9.6-15),解扩后的两路输出分别为moI(t)=(Pc+)mI(t)+noI(t)(9.6-18)moQ(t)=(Pc+)mQ(t)+noQ(t)(9.6-19)式中,为同相和正交两路扩频码之间的相关系数，noI(t)和noQ(t)为输出噪声。moI(t)和moQ(t)经过并/串变换即可恢复出发送数据序列。,图3-38 双四相扩频调制器原理图,图

14、3-39 双四相解调器原理图,由式(9.6-18)和式(9.6-19)可以看出，解调器输出性能除了受加性噪声noI(t)和noQ(t)影响外，还要受扩频码cIPN(t)和cQPN(t)之间的相关系数的影响。一般情况下值很小，可以忽略。但是在移动通信中，由于多径衰落信道，使得的影响不能忽略。因此，需要对双四相调制方式加以改进。3.复四相扩频调制与解调 复四相扩频调制与解调原理图如图 9-40 所示。调制器也是两次调制方式，解调器与双四相解调器相似。调制器输出信号为s(t)=mI(t)cIPN(t)-mQ(t)cQPN(t)cosct+mI(t)cQPN(t)+mQ(t)cIPN(t)sinct,

15、图 9-40复四相扩频调制与解调原理图(a)调制器;(b)解调器,接收端解调器输入为r(t)=s(t)+n(t)=mI(t)cIPN(t)-mQ(t)cQPN(t)cosct+mI(t)cQPN(t)+mQ(t)cIPN(t)sinct+n(t)(9.6-22)四相正交解调器同相支路和正交支路输出分别为 xI(t)=mI(t)cIPN(t)-mQ(t)cQPN(t)+nc(t)xQ(t)=mQ(t)cIPN(t)+mI(t)cQPN(t)+ns(t),跳频扩频 在跳频扩频中，调制数据信号的载波频率不是一个常数，而是随扩频码变化的。在时间周期T中，载波频率不变，但在每个时间周期后，载波频率跳到另

16、一个(也可能是相同)的频率上。跳频模式由扩展码决定。所有可能的载波频率的集合称为跳频集。直接序列扩频和跳频扩频在频率占用上有很大不同。当一个DS-SS系统传输时占用整个频段，而FH-SS系统传输时仅占用整个频段的一小部分，并且频谱的位置随时间而改变。FH-SS频率使用如下图所示。,FH-SS信号频率/时间关系,FH-SS系统原理如下图所示。在发送端，基带数据信号与扩频码调制后，控制快速频率合成器，产生FH-SS信号。在接收端进行相反的处理。使用本地生成的伪随机序列，对接收到的FH-SS信号进行解扩，然后通过解调器恢复出基带数据信号。同步/追踪电路确保本地生成的跳频载波和发送的跳频载波模式同步，

17、以便正确地进行解扩。,FH-SS系统原理图,在FH-SS系统中，根据载波频率跳变速率的不同可以分为两种跳频方式。如果跳频速率远大于符号速率，则称为快跳频(F-FH)。在这种情况下，载波频率在一个符号传输期间变化多次，因此一个比特是使用多个频率发射的。如果跳频速率远小于符号速率，则称为慢跳频(S-FH)。在这种情况下，多个符号使用一个频率发射。,跳时扩频(TH-SS)下图是跳时扩频系统组成原理图。在跳时扩频系统中，数据信号在时隙上使用快速突发脉冲传输，使用的时隙由分配给用户的编码决定。时间轴分成帧，每个帧分成M个时隙。在每个帧中，用户在M个时隙的一个时隙上传输自己的信号，使用M个时隙中的哪一个时

18、隙依赖于分配给用户的编码信号。,跳时扩频系统组成原理图,TH-SS信号时间-频率图,下图所示是TH-SS信号时间-频率图。与跳频扩频原理图相比较可以看出，TH-SS是用整个频段的一小段时间，而不是在全部时间里使用部分频段。,以上三种扩频方式是最基本的方式，也可以将以上三种扩频方式进行组合，构成混合扩频方式，发挥每种扩频技术的优点。实际中，直接序列扩频和跳频扩频两种方式最常应用。,随着通信技术的发展，通信系统由模拟通信体制不断向数字通信体制过渡,同时，通信设备的实现也从模拟方式向尽可能数字方式过渡。其基本理论就是信号的数字式产生和检测理论。为了使通信设备能够灵活地配置，最大限度地实现通信系统的互

19、通互连，20世纪90年代初国际上提出了软件无线电台的概念，并受到各国的普遍重视。软件无线电台的中心思想是构造一个具有开放性、标准化、模块化的通用硬件平台，将各种功能，如工作频率、调制解调类型、数据格式、加密方式、通信协议等用软件来实现，并使宽带A/D和D/A转换器尽可能靠近天线，构造具有高度灵活性、开放性的新一代无线通信设备。,数字化接收技术,其思想很快也在其他通信系统中采用。理想软件无线电的组成结构如图所示，主要由天线、射频前端、宽带A/D-D/A转换器、通用和专用数字信号处理器及相应软件组成。软件无线电涉及很多通信新技术，本节只讨论其关键技术之一：信号的数字检测技术。,理想软件无线电的组成

20、结构,9.7.1信号的数字检测原理 由以上各章节讨论可知，对于大多数数字调制信号都可以表示为,式中，Ak是基带信号幅度，k是携带基带信息的相位，g(t-kT)是宽度为T的单个基带信号波形。式(9.7-1)还可以变换为正交表示形式:,(9.7-1),(9.7-2),正交调制法实现数字调制原理图如图 9-46 所示。若以抽样速率fs对式(9.7-2)进行抽样，可得式(9.7 CD*2 2)的数字化表示形式:s(nTs)=X(nTs)cos(cnTs)-Y(nTs)sin(cnTs)式中，为抽样时间间隔；X(nTs)和Y(nTs)为同相支路和正交支路基带信号:,式中,图 9 46 正交调制法实现数字

21、调制原理图,通常式(9.7-5)简化表示为s(n)=X(n)cos(cn)-Y(n)sin(cn)(9.7-8)由抽样定理可知，为了无失真地表示信号s(t)，抽样速率fs应大于s(t)最高频率分量的两倍。若s(t)的载频fc=100MHz，带宽为20MHz，则抽样速率fs应大于220MHz。在式(9.7-8)中，两路正交基带信号X(n)和Y(n)的抽样速率与已调信号s(t)的抽样速率相同。然而，基带信号X(t)和Y(t)的带宽通常要比已调信号s(t)的载频小很多。,(9.7-6),(9.7-7),根据抽样定理，只需要按基带信号X(t)和Y(t)的带宽两倍的速率对X(t)和Y(t)进行抽样就可以

22、了。该速率远远小于对s(t)的抽样速率fs，这样有利于基带信号的数字信号处理。为了使产生的已抽样基带信号与后面的抽样速率相匹配，在进行正交调制前必须通过内插处理将基带信号的抽样速率提高到与抽样速率fs相同。采用数字方式实现调制的原理图如图9-47所示。图中，基带处理单元完成基带数字信号处理，将串行基带数据变换为两路并行数据；两个内插器完成抽样速率匹配，将基带信号抽样速率提高到射频抽样速率；数字式正交调制器输出数字化信号s(n)；最后，信号s(n)经过D/A转换器和带通滤波器，输出已调信号s(t)。,图 9 47 数字方式实现调制的原理图,对信号s(t)采用正交方式进行解调的一般模型如图 9-4

23、8 所示。图中包括正交解调、载波恢复和位定时恢复。图 9-48 也可以采用数字的方式实现，其原理图如图 9-49 所示。输入信号经过A/D变换器转换为数字化信号，分别与正交载波相乘、低通滤波后分解为同相和正交分量，最后经过判决恢复出数据。载波恢复和位定时恢复电路由载波频差估计和位定时偏差估计算法来实现。下面以 DQPSK信号为例分析数字式解调原理。DQPSK属于数字相位调制方式的一种，解调过程涉及到信号相位检测、载波恢复和位定时恢复。解调原理是：对输入信号按码元速率的K倍进行采样，通过选择眼图平均张开最大的采样点来估计位定时；通过对眼图平均张开最大采样点处平均相位旋转得到载波频差估计；利用估计

24、出的位定时和载波频差对信号作出判决。图 9-49 所示的解调器输入为,图4-48 正交解调原理图,图 9 49 数字化检测原理图,若每个码元采样K个样点，则第n个码元第k个采样时刻为(Kn+k)Ts，A/D转换器在该时刻的输出为s(i)=Acos(ciTs+0+n)+n(iTs)(9.7-10)式中，Ts为采样周期，i=Kn+k，A为输入信号振幅，n为第n个码元相位，0为初相位，n(iTs)为第i个采样点噪声样值。设接收端与发送端载波频差为，则正交相乘、低通滤波输出同相支路和正交支路信号分别为 X(i)=cosiTs+n+0+x(i),s(t)=Acos(ct+n+0)+n(t)(9.7-9)

25、,Y(i)=siniTs+n+0+y(i)式中，x(i)和y(i)分别是由同相支路和正交支路噪声样值所引入的相位噪声。由式(9.7-11)和式(9.7-12)可计算第i点的信号相位:(9.7-13)式中，n(i)是由噪声引入的干扰相位。i时刻和i-1时刻两个采样点的差分相位为(i)=(i)-(i-1)=T+n+n(i),(9.7-14),n=n-n-1(9.7-15)n(i)=n(i)-n(i-1)(9.7-16)设两个函数I(n,k)和Q(n,k)为 I(n,k)=cos4(i)=cos4T+n+n(i)=-cos4T+4n(i)(9.7-17)Q(n,k)=sin4(i)=sin4T+n+

26、n(i)=-sin4T+4n(i)(9.7-18),T=KTs为码元时间间隔,式中:,式中，n=1,2,N，k=1,2,K。由式(9.7-17)和式(9.7-18)可以得到N个码元的K组矢量I(n,k),Q(n,k)，将每个码元的对应矢量求和可得:,式中，k=1,2,K。采用眼图最大准则选择最佳抽样点。其原理是：在最佳抽样点上噪声和码间干扰都最小，相对应的N个矢量具有较好的一致性，相位旋转一致，其和的模值最大。通过比较这K个矢量和Z(k)，选择最大模值对应的抽样点作为最佳抽样点k*。在最佳抽样点，可以对由载波频差引起的相位旋转作出准确的估计。设为载波频偏在一个码元期间内引起的相位旋转，则,(9

27、.7-20),(9.7-19),9.7.2数字检测技术应用 目前，数字式解调专用集成电路有很多种，下面以Stanford公司STEL-2105为例，介绍其工作原理。STEL-2105是一块用于BPSK或QPSK相干解调器的专用集成电路，在BPSK模式下处理速度达4 Mb/s以上，在QPSK模式下处理速度达8 Mb/s以上。其内部结构如图 9-50所示。STEL-2105由两个数控振荡器(NCO)，直接数字式下变频器(DDC)，积分滤波器，载波鉴相器和环路滤波器模块及位定时鉴相器和环路滤波器模块等组成。输入中频信号通过A/D变换器采样为数字信号，本振NCO产生一个正交信号与输入信号在混频器中混合

28、完成直接从IF(中频)到基带的下变频。下变频器的输出通过积分滤波器滤波，积分滤波器有着sin(x)/x特性。,图 9-50STEL-2105内部原理图,下变频器的输出通过积分滤波器滤波，积分滤波器有着 sin(x)/x特性。积分滤波器的输出速率应该设定为每码元四个样值，以便位定时电路正确工作。位定时和时钟恢复是通过使用超前-滞后累积的方法，累计一个码元时间内的四个信号取样值来实现的。通过累积前一码元和后一码元四分之一的样点可以得到一个误差函数，当位定时正确时误差函数为零。积分滤波器的输出通过一个环路滤波器后用于校正位定时NCO。环路滤波器的参数是完全可编程的，并在工作状态中可改变，以使参数尽量

29、有利于快速捕获和跟踪，同时获得最大的稳定性。载波鉴相器既能用于载波跟踪又能用于相位跟踪。滤波器的参数也是可编程的，使器件本身可以被设置为频率跟踪状态以完成快速载波捕获，然后转为相位跟踪状态以完成相干解调。面对各部分的工作原理做简要介绍。,1.本振NCO模块 STEL-2105集成了一个数控振荡器(NCO)，它产生用于下变频的本振信号，NCO的时钟信号由主时钟提供。NCO有32比特的频率分辨率，并且能产生8比特的正交载波 sinct和 cosct输出。输出频率由32比特的载波频率控制字控制。预置载波频率控制字加上或减去载波跟踪环路滤波器的输出就得到了实际频率控制信息。,2.下变频模块 STEL-

30、2105集成了一个正交下变频器，下变频器将输入中频采样信号直接转化为基带信号。下变频器包含两个乘法器，8比特的接收器输入信号在乘法器中分别与来自NCO的sinct和cosct信号相乘。下变频器中所有的操作都由主时钟信号控制。两个乘法器的输出分别为,x(n)=r(n)cos(cnTs)(9.7-21)y(n)=r(n)sin(cnTs)(9.7-22)式中c=2fNCO。x(n)和y(n)分别被送入同相支路和正交支路的积分滤波器。,3.积分滤波器 两个积分滤波器在由采样速率决定的多个采样周期内累计样值。积分区间由位定时NCO控制，以使在每个码元周期内有四或五个采样。这些采样值被送到码元累加器模块

31、，对信号的样值进行积累。通过控制，可以选择最佳输出比特作为码元累加器的 8 比特输入。,4.码元累加器模块 同相支路和正交支路的码元信息样值在码元累加器模块中进行累加，在一个码元周期内需要四或五个采样值。一个码元周期内的采样数可以通过寄存器设置。同相支路和正交支路的码元累加器输出即输出码元。为了选择最佳 8 比特值输入载波鉴相器和环路滤波器模块，提供了两个可选择观察点。输出的符号就是IOUT和QOUT管脚得到的输出数据比特。,5.载波鉴相器和环路滤波器模块 载波鉴相器函数决定了从同相支路和正交支路信号中得到的样值。这些样值用来产生频率捕获和跟踪环路滤波器的自动频率跟踪(AFC)和锁相环(PLL

32、)跟踪信号。其所采用的算法由输入信号的种类和AFC输入的状态所决定。在AFC方式下，若输入信号为BPSK，则鉴相器电路即被设为BPSK/AFC模式，此时使用如下算法计算载波鉴相器函数:,(n)=CrossSign(Dot),若输入信号为QPSK，则鉴相器电路被设为QPSK/AFC模式，此时使用如下算法计算载波鉴相器函数:(n)=CrossSign(Dot)-DotSign(Cross),(9.7-24),(9.7-23),AFC鉴相器的运算结果产生一个 18 比特的信号，经符号扩展，变为 19 比特。当器件工作在PLL方式时，鉴相器电路被置为BPSK/PLL或QPSK/PLL模式。PLL鉴相器

33、输出8位样值送入环路滤波器。环路滤波器的传输函数可以设置为一阶或二阶，其传输函数为,(9.7-25),式中，k1和k2为环路滤波器系数。,6.位定时NCO模块 STEL-2105集成了一个数控振荡器(NCO)用于合成采样时钟，这一采样时钟为下变频模块的积分滤波器提供积分期间。NCO的时钟信号是主时钟信号。NCO有32位的频率分辨率而且累加器增加了一个7位扩展器，将频率分辨率扩展到39位。这使得STEL-2105在非常低的数据速率时，有高的采样速率控制分辨率。NCO的频率通过32位频率控制字加上或减去位定时环路滤波器的输出就得到了实际的采样速率控制信息。,7.位定时鉴相器和环路滤波器模块 同相支路和正交支路码元累加器的输出送入位定时鉴相器，位定时鉴相器函数是通过前后两个采样时刻的样值得到的，其误差函数为(n)=AbsI(n-1)+AbsQ(n-1)-AbsI(n)+AbsQ(n)位定时环路滤波器与载波跟踪环路滤波器的传输函数结构相同，也可以被设置为一阶或二阶，其传输函数为,(9.7-26),(9.7-27),