电力传动控制系统——运动控制系统第04章 交流传课件.ppt

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1、-1-,第4章 交流传动控制系统,4.1 交流异步电动机调压控制系统,4.2 交流异步电动机变压变频控制系统,4.3 绕线转子异步电动机双馈控制系统,4.4 交流同步电动机控制系统,-2-,本章分别论述交流异步电动机与同步电动机的调速方法。异步电动机的控制方法很多，本章选择五种具有典型意义的系统：1）交流调压调速系统及其在软启动中的应用；2）基于稳态模型的恒压频比变压变频调速系统；3）基于转子磁场定向的高性能变压变频调速系统；4）基于直接转矩控制的高性能变压变频调速系统；5）对新兴的风力发电以及特大功率传动等有应用价值的双馈控制系统。,-3-,同步电动机的控制方法也很多，本章选择三种具有典型意

2、义的系统：1）同步电动机按定子磁链定向的矢量控制调速系统；2）永磁同步电动机按转子位置定向的矢量控制系统；3）直流无刷同步电动机控制系统。,-4-,4.1 交流异步电动机调压控制系统,4.1.1 异步电动机在任意旋转坐标系的动态等效电路,4.1.2 交流异步电动机的变压控制系统,4.1.3 转速反馈闭环控制的异步电动机变压调速系统,4.1.4 变压控制在异步电动机软起动中的应用,-5-,电动机的模型已在第2章作了介绍，此外等效电路也是电动机建模的一种方法。由于早期的交流异步电动机调压控制系统都采用异步电动机的稳态等效电路模型，后来发展的高性能的交流调速系统则是基于异步电动机的动态等效电路模型，

3、其实异步电动机的稳态等效电路可以由其动态等效电路推导出来。为此，本节首先介绍异步电动机在任意旋转d-q坐标系上的动态等效电路，由此推导出的变压控制系统所需的稳态等效电路，进而讨论变压调速原理、系统组成和性能分析，并介绍了变压调速系统在交流电动机软起动中的应用。,-6-,4.1.1 异步电动机在任意旋转坐标系的动态等效电路,-7-,必须注意的是，图中的异步电动机动态等效电路有几个假定条件：)忽略空间谐波，设三相绕阻对称，在空间互差120电角度所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布；)忽略磁饱和，认为各绕组的自感和互感都是恒定的；)忽略铁损；)不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。动态等效电路

4、仅仅忽略了空间谐波，并没有忽略时间谐波，因此动态等效电路中的电压、电流及磁链可以是任意波形。,-8-,由动态等效电路同样可得到d-q坐标系上的电压电流方程式：,（4-1）,定子等效两相绕组的自感,转子等效两相绕组的自感,-9-,应该注意，两相等效绕组的互感Lm是原三相绕组中任意两相间最大互感的3/2倍。这是因为用两相绕组等效地替代了三相绕组的缘故。,-10-,4.1.2 交流异步电动机的变压控制系统4.1.2.1 交流异步电动机的稳态等效电路 交流异步电动机的变压控制系统是基于异步电动机稳态等效电路的。先从两相静止坐标系（dqs=0，dqr=-r）上的动态模型推导异步电动机的稳态等效电路。对于

5、稳态运行状态，动态等效模型中所有的变量都是正弦波形，q轴和d轴的变量互差90，可以得到如下关系式,-11-,现将微分算子p用下式替代,（4-4）,将以上三式代入动态模型的电压方程（4-1）可得,（4-5）,（4-6）,由于两相静止坐标系的q轴可以与三相静止坐标系的任意一轴重合，因此式（4-5）和（4-6）可以看成异步电动机任一相的稳态等效模型。,-12-,由式（4-5）和（4-6）可画出异步电动机的稳态等效电路，如图4-2所示。异步电动机稳态等效电路也有与动态等效电路类似的假定条件，除此之外，稳态等效电路还忽略了时间谐波。,-13-,由于笼型转子异步电机应用非常广泛，以下推导都假定Ur=0。由

6、稳态等效电路可以写出各稳态电流的关系式,（4-7）,一般情况下Lm Lls，为推导简便可忽略铁损和励磁电流，即令Im=0，则有,（4-8）,-14-,异步电动机的电磁转矩为,（4-9）,电磁功率,同步机械角转速,式（4-9）就是异步电动机的机械特性方程式。它表明，当转速或转差率一定时，电磁转矩与定子电压的平方成正比，因此改变定子外加电压就可以改变机械特性的函数关系，从而改变电动机在一定负载转矩下的转速。,-15-,4.1.2.2 交流异步电动机的变压调速方法 过去改变交流电压的方法多用自耦变压器或带直流励磁绕组的饱和电抗器，自从电力电子技术兴起以后，这些笨重的电磁装置就被晶闸管交流调压器取代了

7、。图4-3给出了一个采用双向晶闸管组成交流调压器TVC，其主电路分别用3个双向晶闸管串接在三相电路中。其调压方式一般采用相位控制模式，由调压控制信号Uc通过脉冲触发电路GT控制TVC的输出交流电压变化。此外，如果TVC的主电路由可关断的开关器件构成，可采用斩控方式来调节输出交流电压。,-16-,-17-,4.1.2.3 异步电动机变压调速的机械特性 将式（4-9）对s求导，并令,可求出最大转矩及其对应的转差率,（4-10）,（4-11）,-18-,由式（4-10）和（4-11）可见，异步电动机变压调速时，其电磁转矩Te及最大转矩Temax随定子电压Us下降成平方比的下降，而最大转差smax则保

8、持不变。,-19-,为了能在恒转矩负载下扩大调速范围，并使电动机能在较低转速下运行而不至于过热，就要求电动机转子有较高的阻值，这样的电动机在变电压时机械特性如图4-5所示。这种电动机又称作交流力矩电动机。,-20-,综上分析，采用普通异步电动机的变电压调速时，调速范围很窄，采用高转子电阻的力矩电动机虽然可以增大调速范围，但其机械特性又变软，因而当负载变化时转速波动很大。由此说明，开环控制很难解决这些问题，为了提高调速精度需要采用闭环控制。,-21-,4.1.3 转速反馈闭环控制的异步电动机变压调速系统1系统组成与工作原理,-22-,2系统静态结构与静特性 根据系统原理图，可以画出如图4-7a所

9、示的系统静态结构框图，图中，Ks为GT和TVC装置的放大系数，且有Ks=Us/Uc；Kn为转速反馈系数，即Kn=Un/n；转速调节器ASR根据其采用何种控制策略而定；n=f（Us，Te）由式（4-9）给出，为一非线性函数。,-23-,如果采用PI调节器，系统稳态时，Un*=Un，Te=TL，实现无静差控制。系统的静特性如图4-7b所示。异步电动机闭环变压调速系统不同于直流电动机闭环变压调速系统的地方在于：静特性左右两边都有极限，不能无限延长，它们是额定电压UsN下的机械特性和最小输出电压Usmin下的机械特性。当负载变化时，如果电压调节到极限值，闭环系统便失去控制能力，系统的工作点只能沿着极限

10、开环特性变化。,-24-,3系统近似动态结构框图 如果对系统进行动态分析和设计，需要给出动态结构框图。这里考虑到异步电动机变压调速适用于性能要求不高的场合，仅采用异步电动机的简化模型。根据系统原理图画出的近似动态结构如图4-8所示，图中各个环节的传递函数取自第二章的式（2-71）、（2-81）、（2-83）和（2-106），这里ASR采用PI调节器。按此动态结构，如果已知系统各个环节的参数，可以进行系统分析；如果给定被控对象参数及系统性能指标，可以设计ASR调节器参数以满足系统要求。,-25-,-26-,4.1.4 变压控制在异步电动机软起动中的应用 除了调速系统外，异步电动机的变压控制在软起

11、动器中也得到了广泛的应用，本节主要介绍它们的基本原理。对于小容量异步电动机，只要供电网络和变压器的容量足够大（一般要求比电机容量大倍以上），而供电线路并不太长（起动电流造成的瞬时电压降落低于10%15%），可以直接通电起动，操作也很简便。对于容量大一些的电机，问题就不这么简单了。,-27-,根据式（4-8）和式（4-9）的电流和转矩方程式，异步电动机在工频供电且刚起动时，s=1，电流和转矩公式可以简化为,（4-12）,（4-13）,-28-,由以上两式不难看出，在一般情况下，异步电动机的起动电流比较大，而起动转矩并不大，其机械特性如图4-9所示。,-29-,对于一般的笼型电动机，起动电流和起动

12、转矩对其额定值的倍数大约为,（4-14）,（4-15）,起动电流倍数：,起动转矩倍数：,-30-,由于中、大容量电动机的起动电流大，使电网压降过大，会影响其他用电设备的正常运行，甚至使该电动机本身根本起动不起来。这时必须采取措施来降低其起动电流，常用的办法是降压起动。由式（-12）可知，当电压降低时，起动电流将随电压成正比地降低，从而可以避开起动电流冲冲击。但是式（4-13）又表明，起动转矩与电压的平方成正比，起动转矩的减小将比起动电流的降低更快，降压起动时会出现起动转矩够不够的问题。,-31-,传统的降压起动方法有：星三角（）起动、定子串电阻起动、自耦变压器降压起动等。它们都是一级降压起动，

13、起动过程中电流有两次冲击，其幅值都比直接起动电流低，而起动时间略长。现在随着交流调速系统的广泛应用，开发了专门的软起动器来限制起动电流。目前的软起动器一般采用晶闸管交流调压器，完成起动后可用接触器旁路晶闸管，以免晶闸管不必要地长期工作。起动电流可视起动时所带负载的大小进行调整，以获得最佳的起动效果。下面讲述软起动器常用的几种控制模式。,-32-,1.电压控制模式电压控制模式是软起动器的基本控制模式，其起动控制过程如图4-10所示。通常设置两个参数：起始电压（或起始转矩）及爬坡时间。这种控制模式是一种开环控制模式。基于电压控制模式的软起动器可以直接利用交流变压器来实现，主电路结构简单且成本低廉，

14、系统控制只需设置不同的调压模式，并按一定的时序给定电压指令，控制简易方便。,-33-,-34-,当负载略重或静摩擦转矩较大时，可在电压控制模式上添加突跳起动，即在刚起动时给电动机施加很高的电压脉冲以缩短起动时间，这种采用强脉冲电压控制模式的起动过程如图4-11a所示。有些软起动器还可同时设定两种电压爬坡速率以适应变化的负载，采用双斜坡控制模式的起动过程如图4-11b所示。,-35-,-36-,2.电流控制模式 但是由于电动机的输入阻抗随转速变化，因此仅靠电压控制不能很好地限制起动电流。为解决这一问题，发展了电流控制模式。目前市场上的大多数软起动器都具有电流闭环控制能力。在起动过程中能控制电流的

15、幅值并保持恒定，其起动过程如图4-12所示。突跳起动也适用于电流控制模式。,-37-,-38-,电流控制有很多种方法，这里只介绍较简单的一种，其原理如图4-13所示。,-39-,3.转矩控制模式 在有些应用场合如带式输送，输送机如果承受太大的转矩，会造成皮带内应力过大，从而减少皮带的寿命，严重时甚至拉断皮带。这时候希望软起动器能够运行在转矩控制模式，使电动机的起动转矩能够得到某种程度的控制。目前有少数几家公司的软起动产品提供转矩控制模式。,-40-,图4-14是典型的软起动器转矩控制原理框图，实现转矩控制的关键是要有准确的转矩估计以构成闭环，并设置转矩调节器ATR以消除转矩给定信号与检测信号的

16、误差。较简单的转矩估计是计算有功功率，扣除定子损耗后，根据式 计算电动机的平均电磁转矩。更好的方法是根据电动机的磁链模型由转矩方程式计算，在转矩控制模式下，当负载恒定时可以保证净加速转矩近似恒定。,-41-,-42-,4.转速控制模式 上述的带式传输机的最佳解决方案是采用转速闭环控制的起动方案。系统结构如图4-6所示，通过转速闭环控制，软起动器能满足许多应用场合的要求，如线性加减速、S形曲线加减速、线性流量控制及S形曲线流量控制等。,-43-,4.2 交流异步电动机变压变频控制系统,4.2.1 变压变频调速的控制模式及其机械特性,4.2.2 转速开环恒压频比控制的调速系统,4.2.3 转速闭环

17、恒定子电动势频比控制的调速系统,4.2.4 按转子磁场定向的矢量控制系统,4.2.5 按定子磁链定向的直接转矩控制系统,-44-,前一节介绍的交流异步电动机的变压调速系统虽然结构简单，控制方便和成本低廉，但是这种调速方法存在以下问题：1）由于随着电压的降低，电动机的输出转矩成平方的减少，使系统调速范围小；2）系统的静态模型的非线性，带来转速调节器设计困难，影响系统的静态精度；3）系统采用近似动态模型，工作点范围受限，使固定调节器参数难以满足高动态性能的要求。,-45-,为克服上述困难，需要采用变压变频调速方法。交流异步电动机的变压变频控制系统分两类：基于稳态模型的和基于动态模型的。前者适用于对

18、动态性能要求不高的场合，如风机、水泵类负载。高性能的交流异步电动机的变压变频控制系统都是基于动态模型的。本节详细论述两种典型的基于动态模型的高性能变压变频控制系统：按转子磁场定向的矢量控制系统 直接转矩控制系统,-46-,4.2.1 变压变频调速的控制模式及其机械特性 变压变频调速的基本控制策略需根据其频率控制的范围而定，而实现基本的控制策略，又可选用不同的控制模式。类似于他励直流电动机的调速分为基速以下采用保持磁通恒定条件下的变压调速，基速以上采用弱磁升速两种控制策略，异步电动机变压变频调速也划分为基频以下调速和基频以上调速两个范围，采用不同的基本控制策略。,-47-,4.2.1.1 基本思

19、路 交流异步电动机调速也应考虑的一个重要因素，就是希望保持电动机中每极磁通量为额定值不变。这是因为如果磁通太弱，没有充分利用铁心；如果过分增大磁通，又会使铁心饱和。但是，不同于他励直流电动机励磁回路独立，易于保持其恒定，如何在交流异步电动机控制中保持磁通恒定是实现变频变压调速的先决条件。,-48-,考虑到三相异步电动机定子每相电动势的有效值与定子频率和每极气隙磁通量的积成正比，即有,（4-16）,气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值,每极气隙磁通量,在式（4-16）中Ns和kNs是常数，因此只要控制好Eg和fs，便可达到控制磁通的目的。对此需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。,-

20、49-,4.2.1.2 基频以下的恒磁通调速 在基频以下调速时，根据式（4-16），要保持m不变，当定子频率fs从额定值fsN向下调节时，必须同时降低Eg，使二者同比例下降，即应采用电动势频率比为恒值的控制方式。,-50-,然而，从图4-15所示的笼型转子异步电动机等效电路可见，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，为达到这一目的有三种控制模式：1.恒压频比控制模式 分析图4-15的等效电路可以发现，当电动机的电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，从而认为定子相电压，因此可以采用恒压频比的控制模式，即有,（4-17）,-51-,恒Us/s控制模式因需要同时改变异步电动机供电电源的电压和

21、频率，应按照如图4-16所示的控制曲线实施控制。图中，曲线为标准的恒压频比控制模式；曲线为有定子压降补偿的恒压频比控制模式，通过外加一个补偿电压Uco来提高初始定子电压，以克服低频时定子阻抗上压降所占比重增加不能忽略的影响。在实际应用中，由于负载的变化，所需补偿的定子压降也不一样，应备有不同斜率的补偿曲线，以供选择。,-52-,-53-,采用恒压频比控制的系统特性如图4-17所示，正如式（4-9）所描述的那样，由于电磁转矩与定子电压的平方正比，随着电压和频率的降低，电动机的输出转矩有较大的减少，因此在低频时需要加定子电压补偿。但是即便如此，恒压频比控制模式在低频时带负载的能力仍然有限，使其调速

22、范围受到限制并影响系统性能。,-54-,2.恒定子电动势频比控制模式 再次分析图4-15的异步电动机的等效电路，可以发现：假如能够进一步提高定子电压，完全补偿定子阻抗的压降，就能实现恒定子电动势频比的控制模式，即有,（4-18）,（4-19）,转子电流：,-55-,代入电磁转矩关系式，可得,（4-20）,在式（4-20）中对s求导，并令dTe/ds=0，可得最大转矩及对应的最大转差率,（4-21）,（4-22）,-56-,由式（4-21）可见smax与定子频率s成反比，即随着s降低，smax将增大，而式（4-22）表示最大转矩因Eg/s保持恒值而不变，这说明特性曲线应从额定曲线平行下移。根据式

23、（4-20）、（4-21）和（4-22）画出的的机械特性如图4-18所示，可见采用恒Eg/fs控制模式的系统稳态性能优于恒压频比控制模式，这也正是在恒压频比控制模式中采用定子压降补偿所带来的好处。,-57-,-58-,3.恒转子电动势频比控制模式 进一步研究图4-15的等效电路，可以设想如果能够通过某种方式直接控制转子电动势，使其按照恒转子电动势频比进行控制，即有,（4-23）,转子电流：,（4-24）,-59-,而电磁转矩则变为,（4-25）,由式（4-25）可知，当采用恒 Er/s 控制模式时，异步电动机的机械特性Te=f（s）变为线性关系，其特性曲线如图4-19所示，是一条下斜的直线，获

24、得与直流电动机相同的稳态性能。这也正是高性能交流调速系统想要达到的目标。,-60-,-61-,比较三种控制模式，显然 1)恒Us/s控制模式最容易实现，但系统性能一般，调速范围有限，适用于对调速要求不太高的场合，比如：风机、水泵的节能控制等；2)恒Eg/s控制模式因其定子压降得到完全补偿，在调速过程中最大转矩保持不变，系统性能优于前者，但其机械特性还是非线性的，输出转矩的能力仍受一定限制；3)恒Er/s控制模式能获得与直流电动机一样的线性机械特性，其动静态性能优越，适用于各种高性能要求的电力传动场合，但其控制相对复杂。如何实现恒Er/s控制将在矢量控制章节介绍。,-62-,4.2.1.3 基频

25、以上的恒压变频调速 在基频fsN以上变频调速时，由于定子电压不宜超过其额定电压长期运行，因此一般需采取Us=UsN不变的控制策略。这时机械特性方程式及最大转矩方程式应写成,（4-26）,（4-27）,-63-,由式（4-26）和（4-27）可知Te及Temax近似与定子角频率s成反比。当s提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，如图4-20所示。由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速却升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。,-64-,-65-,4.2.1.4 基频以下和基频以上的配合控制 如果采用笼型转

26、子异步电动机实现大范围的调速，就需要基频以下和基频以上的配合控制，其控制策略是：1）在基频以下，以保持磁通恒定为目标，采用变压变频协调控制；2）在基频以上，以保持定子电压恒定为目标，采用恒压变频控制。,-66-,配合控制的系统稳态特性如图4-21所示，基频以下变压变频控制时，其磁通保持恒定，转矩也恒定，属于恒转矩调速性质；基频以上恒压变频控制时，其磁通减小，转矩也减小，但功率保持不变，属于弱磁恒功率调速性质。这与他励直流电动机的配合控制相似。,-67-,4.2.2 转速开环恒压频比控制的调速系统 要实现变压变频调速控制，就需要有能够调压和调频的交流电源。在本书第1章中已介绍了由电力电子器件组成

27、的各种变频器的原理和调制方法，目前市场上又有多种通用变频器可供选用。本节主要介绍如何采用通用变频器构成一个转速开环的交流调速系统。1系统组成与控制原理 一个转速开环的交流调速系统如图4-22所示，该系统由电压型PWM变频器作为供电电源，采用恒Us/s控制模式。,-68-,-69-,转速开环的恒压频比控制调速系统具有系统结构简单，便于控制的优点，采用通用变频器选型方便，价格低廉，系统可靠。但是由于是开环控制，系统的动静态性能有限，适用于对调速指标要求不太高的场合，比如风机和泵类负载的节能控制等。,-70-,2风机、水泵节能控制 能源和环境是目前全球经济发展中倍受关注的两大问题。电气传动系统是能源

28、的消耗大户，据报道，我国发电总量的60%以上是通过电动机消耗的。风机和泵类是长期以来最为常用的生产设备，其电气传动装置的容量约占工业电气传动总容量的50%。,-71-,传统上，风机和泵类的电气传动装置多采用恒速控制，其电气传动系统较为简单，一般采用三相交流母线供电、电器控制、笼型异步电动机恒速传动。通常做工厂设计时，按生产中可能需要的最大风量与流量选择风机和泵，并留有一定的裕量。拖动风机和泵类的电动机实际传动功率为,（4-28）,功率系数,风机的风量或水泵的流量,-72-,H为风机的风压或水泵的扬程，且有,（4-29）,H0为风机和水泵流量为零时的扬程，即有Q=0时，H=H0。在实际生产中，由

29、于电动机恒速运行，工作在满速，只能通过挡板或阀门来调节风量和流量。风机和泵类负载采用恒速拖动的工作特性曲线如图4-23a所示,-73-,-74-,近年来，为了节约能源和提高效率，将风机和泵类机械改用能够调速的电气传动装置，通过改变电动机的速度来调节风量和流量，例如，采用笼型异步电动机变压调速或变频调速、绕线转子异步电动机串级调速，以及大功率同步电动机的多电平高压变频调速等。采用异步电动机变压调速的节能控制原理如图4-23b所示，为了减小风量和流量，现只要通过变压调速，将电动机转速降低到n，使风机和水泵运行于工作点A，此时，风量和流量为QA=QB,但风压和扬程也同时降低为HA HA，由式（4-2

30、8）分析可知，调速控制可以减少输出功率，达到节能的目的。,-75-,综上所述，如果用调速传动代替原来用挡板或阀门对流量和压力的调节，平均可节电30%40%，估计全年可节电数百亿千瓦时，因此风机、泵类的节能问题越来越受到重视。当前，节能是国家能源发展战略的重要方向，风机和泵类用量大、耗电多，因此，对风机和泵类设备实现节能降耗具有重要的经济效益和社会意义。此外，调速传动还可以改善锅炉的燃烧，节约大量燃料，还可以大大改善环境。,-76-,4.2.3 转速闭环恒定子电动势频比控制的调速系统 为了克服开环控制的不足，提高系统性能，需引入转速反馈控制。采用转速反馈控制得交流调速方案很多，本节主要介绍一种基

31、于转差频率控制的转速闭环变压变频调速系统。1系统组成和控制原理 一个转速闭环定子电动势频比控制的调速系统如图4-24所示，该系统仍选用电压型PWM变频器作为异步电动机的供电电源，变压变频采取恒Eg/s控制模式，并引入了转速反馈。,-77-,-78-,2转差频率控制策略（1）恒Eg/s控制算法 利用函数发生器或算法实现式（4-18）给出的恒 Eg/s控制模式，即,（4-30）,其目的是为了保持异步电动机定子气隙磁通m恒定。,-79-,（2）转差频率限幅控制 由于调速系统的动态性能取决于对转矩控制的能力，类似于直流电动机利用控制电枢电流来控制电磁转矩的思路，考虑到采用恒Eg/*s控制模式，根据式（

32、4-20）计算电磁转矩,-80-,（4-32）,-81-,当电动机稳态运行时，因s值很小，sl也很小，这时可以认为slLlrRr，则转矩公式可以近似为,（4-33）,式（4-33）表明，当异步电动机在s值很小的稳态运行范围内，如果能够保持定子气隙磁通m不变，其电磁转矩Te与转差角频率sl成正比。这意味着在异步电动机中控制sl，就象在直流电动机中控制电枢电流一样，能够达到间接控制转矩的目的。,-82-,为了控制sl，在系统中设置转速调节器ASR，其输出作为转差给定信号*sl；为限制异步电动机在稳态范围内运行，设置ST饱和限幅，使得转差sl在限幅范围内与电磁转矩成正比，并对式（4-32）取dTe/

33、dsl=0，求取最大转差slmax作为限幅值，即有,（4-34）,-83-,这样就可以通过转差控制来控制转矩，并能基本保持Te与sl成正比，其作用就象在直流调速系统中用电枢电流控制转矩相似。因此，基于转差频率控制的异步电动机转速闭环调速系统的动态性能得到了改善。必须指出，上述转差频率控制规律是在保持m恒定的前提下获得的，而采用恒Eg/s控制就是为了达到保持m恒定的目的。,-84-,如果系统中ASR采用PI调节器，可以实现无静差调速，使系统的稳态精度有较大的提高。又因采用了恒定子电动势频比控制模式，即满足恒Eg/s控制特性，因此，系统的稳态性能如图4-18所示，其输出的最大转矩在调速过程中保持不

34、变，具有低频带负载的能力，扩大了调速范围。然而，尽管转速闭环恒定子电动势频比控制的调速系统具有较好的动、静态性能，但是还不能完全达到直流双闭环系统的水平，具有一定的局限性。其主要原因在于：,-85-,1）采用FG实现恒Eg/s控制算法依赖于定子压降补偿U*co，但其大小与定子电流有关，因此固定的U*co设置会带来补偿误差；2）转差频率控制得系统分析和设计是基于稳态模型的，因此保持恒定只有在系统稳态时成立，在动态过程中的变化会影响系统的实际动态性能；3）在频率控制环节，定子频率由转子和转差频率合成，即*s=r+*sl，但是由于转速检测的误差会造成频率控制信号的误差。如果需要进一步提高系统性能，则

35、应采用动态模型来描述系统，并设法采用恒Er/s控制模式，这就是下一节矢量控制要讨论的问题。,-86-,4.2.4 按转子磁场定向的矢量控制系统 在本书第2章详细介绍了异步电动机的动态数学模型，是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，虽然通过坐标变换有所简化，但其非线性和多变量的性质没有改变。为了进一步简化系统模型，使之易于控制并提高性能，许多专家学者进行了不懈的努力，终于在上世纪70年代初提出了矢量控制（VC）概念，其后经过不断发展，基于矢量控制的变频调速系统成为今天高性能交流电动机转速控制的主流方案之一。,-87-,1矢量控制系统的解耦模型 由第2章的交流电动机建模理论，当两相旋转d-q坐标

36、系的旋转速度等于定子供电频率且取d轴沿着转子磁链的方向时，就称为按转子磁链定向的旋转坐标系，按转子磁场定向的异步电动机数学模型见图2-13，现将其磁链、转矩方程式（2-92）、（2-93）重写如下：,（4-35）,（4-36）,-88-,式（4-35）表明，转子磁链仅由定子电流励磁分量isd产生，与转矩分量isq无关。从个意义上来看，定子电流的励磁分量与转矩分量是解耦的；还说明r与isd之间的关系是一阶惯性环节，其时间常数为转子磁链励磁时间常数Tr。当励磁电流分量isd突变时，r的变化要受到励磁惯性的阻挠，这和直流电动机励磁绕组的惯性作用是一致的。,-89-,式（4-36）说明，如果能保持转子

37、磁链恒定，则电磁转矩就由定子电流转矩分量isq控制，这与直流电动机的转矩由电枢电流控制相仿。这也是为何交流电动机采用矢量控制能达到与直流电动机相同性能的原因。式（4-35）、式（4-36）构成按转子磁场定向的矢量控制基本方程式，按照这组基本方程式，以电流为主要变量，可建立如图4-25所示的异步电动机的矢量变换与电流解耦模型。,-90-,图中异步电动机模型通过矢量变换，将定子电流解耦成isd和isq两个分量，如果转子磁链保持恒定，则系统被分成Te（r）和两个子系统，就象直流电动机分为励磁和电枢两个子系统一样，因而又称为等效直流电动机模型。,-91-,2矢量控制系统的基本思想和解决方案 由图4-2

38、5的异步电动机的电流解耦模型可见，通过坐标变换、主磁链按转子磁链定向等计算处理，一个异步电动机在模型上被等效为直流电动机。而且该等效直流电动机的磁通和转矩是分离的，可以分别进行单独控制。这样，就可以按直流电动机的控制思路来控制交流电动机，并实现磁通和转矩（转速）的解耦控制，这就是矢量控制的基本思想。,-92-,按照矢量控制的基本思想，异步电动机的矢量控制系统的实现方案大致有两类，一类就是根据异步电动机的电流解耦模型，采用电流型PWM变频器来直接构建矢量控制系统；另一类是引入电流闭环控制构成双闭环控制系统，通过电流内环将电流控制转换为电压控制，采用电压型PWM变频器来实现矢量控制系统。,-93-

39、,（1）采用电流型PWM变频器的矢量控制的系统方案 根据图4-25的异步电动机的电流解耦模型，采用电流型PWM变频器直接构建的矢量控制的系统 如图4-26所示，该系统设置了转速调节器ASR和磁链调节器AR分别对转速和磁通进行分别控制。由ASR和AR输出的转矩电流isq*和磁链电流分量isd*，经坐标反变换形成三相定子电流给定信号iA*、iB*、iC*，控制电流滞环跟踪PWM变频器（CHBPWM）。,-94-,-95-,（2）采用电压型PWM变频器的矢量控制的系统方案 电压型PWM变频器的矢量控制的系统方案如图4-27所示，系统中引入了电流闭环，设置了两个电流调节器构成了转速和磁链两个独立的双闭

40、环控制系统，通过电流内环将电流控制转换为电压控制，采用电压型正弦PWM变频器（SPWM）或电压空间矢量PWM变频器（SVPWM）来实现矢量控制系统。经多年发展，目前已开发了多种形式的矢量控制系统，本节主要介绍直接转子磁场定向和间接矢量控制两种矢量控制系统。,-96-,-97-,3直接转子磁场定向的矢量控制系统 一种转子磁场定向的矢量控制系统，如图4-28所示，系统主要由磁链调节器AR和转速调节器ASR所构成，分别控制磁场和转速两个子系统。在图4-25所示的异步电动机电流解耦模型中，虽然通过矢量变换，将定子电流解耦成isd和isq两个分量，但是，由于Te同时受到isq和r的影响，两个子系统仍是耦

41、合的。为此，在图4-28的矢量控制系统中设置了除法环节（），以消除或抑制转子磁链对电磁转矩的影响。,-98-,-99-,由于在异步电动机矢量变换模型中的转子磁链和它的定向相位角 难以直接检测，只能采用磁链模型来计算，用符号“”表示估计值。由于磁链反馈控制需要检测磁链，现有多种磁链电流模型方法，这里仅介绍一种在两相旋转坐标系上按转子磁链定向的转子磁链模型。将式（2-82）代入式（2-78），可得,-100-,假定系统采用按转子磁链定向控制，则有rq=0，rd=r，从上式可解出异步电动机的转差角频率为,（4-37）,-101-,应该注意：上述两个子系统的完全解耦只有在下面三个假定条件下才能成立：1

42、）转子磁链的计算值等于其实际值；2）转子磁链定向角的计算值等于其实际值；3）忽略变频器的滞后作用。图4-28又称作直接转子磁场定向的矢量控制系统是因为用于坐标变换的转子磁链定向角是直接从磁链模型计算出来的。,-102-,通过上述处理，可见所给出的直接转子磁场定向的矢量控制系统可以看成是两个独立的线性子系统，如图4-30所示。由此，可以采用经典控制理论的单变量线性系统综合方法或相应的工程设计方法来设计两个调节器AR和ASR。具体设计时还应考虑变频器滞后、反馈滤波等因素的影响。,-103-,4间接转子磁场定向的矢量控制系统,-104-,间接转子磁场定向的矢量控制系统如图4-31所示，该系统的控制原

43、理与图4-28中的直接转子磁场定向的矢量控制系统基本相同，不同之处在于：（1）采用电压信号计算的转子磁链模型 根据电压方程中感应电动势等于磁链变化率的关系，取电动势的积分就可以得到磁链电压模型，这里为了简化起见，采用稳态模型建立电压型转子磁链模型。由异步电动机的稳态等效电路图4-15，导出的磁链方程为,（4-38）,（4-39）,-105-,由式（4-38）和（4-39）构建的转子磁链电压模型如图4-32所示。由图可见，基于稳态电压模型的转子磁链算法只需要检测的电压和电流的幅值，比较易于实际检测，且不需要转速信号。特别是该方法法与转子电阻Rr无关，只与定子电阻Rs有关。,-106-,（2）转子

44、磁链定向角不是通过转子磁链模型获得，而是直接构造一个估算模块，由式（4-37）计算转差频率，再与转速求和得到定子角频率，然后通过积分得到。由式（4-37）可见，转差角频率是定子电流的转矩分量和转子磁链的函数，而转差增益Ksl=Lm/Tr与电动机的参数有关，当参数估计不准时存在定向误差。通常这种控制系统都会增加转差增益的在线辩识算法。,-107-,5系统仿真（）系统稳态性能图4-33是按转子磁场定向的矢量控制系统在高速段、低速段、超低速段的实测机械特性。从图中可以看到：系统在高速段（大于10Hz）的静特性非常硬，几乎为直线，如图4-33a所示。并且在基频（50Hz）以下调速时，输出最大转矩基本不

45、变；而高于基频调速时，输出最大转矩逐步降低。在低速段（小于10Hz）的静特性也很不错。尽管系统在超低速段（小于2Hz）静特性很软，但是其转矩输出能力仍然很强，其最大转矩几乎没有变化。,-108-,由此可见，与恒压频比和恒电动势频比控制模式相比，矢量控制调速系统的稳态性能最好，特别是其最大转矩的低频特性并不随电压减小而降低，具有良好的低速带负载能力。,-109-,（）系统动态性能 图4-34展示了转子磁场定向的矢量控制变频调速系统带150%额定负载起动时的动态特性。可以看出，电动机的转矩响应极快，在不到1ms时间内就达到了最大值，以最大转矩加速，整个起动过程只有1.44s。由此可见系统具有优良的

46、动态性能。,-110-,-111-,4.2.5 按定子磁链定向的直接转矩控制系统 为了解决大惯量运动控制系统（比如：电气列车、电动汽车和船舶电力推进等）在起制动时要求快速的转矩响应，特别是在弱磁调速范围的转矩问题，1984年日本学者I.Takahashi提出直接转矩控制系统（Direct Torque Control），随后德国的M.Depenbrock教授于1985年研制出了类似的直接自控制（Direct self-control）方案。直接转矩控制系统简称DTC系统，是继矢量控制系统之后发展起来的另一种高动态性能的交流电动机变压变频调速系统，在它的转速环里面，利用转矩反馈直接控制电机的电磁

47、转矩，因而得名。,-112-,1直接转矩控制系统的基本思想与控制原理 与VC系统主要控制转子磁链和转矩不同，DTC系统的基本思想是在静止两相坐标系上控制定子磁链和转矩，这样省略了旋转坐标变换，并采用Bang-Bang控制器取代转矩和磁链调节器，以加速系统的转矩动态响应。根据异步电动机在两相静止坐标系上的数学模型，由式（2-71）可推出定子磁链和转矩方程,（4-40）,（4-41）,-113-,由于在上述定子磁链模型中不含转子参数，因此定子磁链的计算不受转子参数影响。再将式（2-72）表示的转矩方程重写如下,（4-42）,由式（4-42）可知，通过定子磁链与定子电流的控制，可以达到控制异步电动机

48、的电磁转矩，这就是直接转矩控制的基本原理。但是，由于DTC系统采用了定子磁链控制，那就无法象VC系统一样进行模型简化并实现解耦，因而也就不能简单地模仿直流调速系统进行线性控制，所以就采用非线性的Bang-Bang控制方式来实现系统解耦。,-114-,2DTC系统的组成,-115-,DTC系统在转速环内设置了转矩控制环，它可以抑制磁链变化对转速子系统的影响，从而使转速和磁链子系统实现近似解耦；由于采用转矩和磁链的Bang-Bang控制，简化控制结构，避免了调节器设计；而且Bang-Bang控制本身属于P调节器控制，可以获得比PI调节器更快的系统动态响应；又因DTC仅控制定子磁链而非转子磁链，不会

49、受到转子参数变化的影响。但是，n由于Bang-Bang控制会产生转矩脉动，特别是低速时的转矩脉动会带来系统的调速精度变差，限制其调速范围。因此，从总体控制结构上来看，直接转矩控制（DTC）系统与矢量控制（VC）系统都能获得较高的静、动态性能。,-116-,3DTC的控制策略 为了更好地了解直接转矩控制系统是如何工作的，我们先将通用型两电平逆变器的所有8种开关组合呈列于图4-36。其中V1V6为有效矢量，V0和V7为零矢量。,-117-,再由静止坐标系上计算定子磁链的公式,（4-43）,可知：除了极低转速外，定子磁链主要由定子电压决定，这意味着定子磁链的幅值与转动方向均可通过定子电压进行调节。由

50、此，可以根据定子磁链所在的位置选择不同的电压矢量使定子磁链前进、后退或原地不动以实现磁链幅值及转矩角的调节。图4-37 给出一个例子，说明如何根据磁链幅值及转矩的要求选择合适的电压矢量。,-118-,-119-,图4-37 可扩展到任意定子磁链位置以获得最优电压矢量选择。经典的DTC控制将定子磁链位置分为6个扇区，如图4-38所示。,-120-,转矩控制器与磁链控制器都采用滞环比较器，如图4-39所示，THB的输入输出关系为,（4-44）,HB的输入输出关系为,（4-45）,-121-,-122-,根据转矩控制器输出UcT，磁链控制器输出Uc以及定子磁链所在的位置可以选择最优的开关状态组合，详