第8章干扰机构成及干扰能量计算ppt课件.ppt

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1、第8章 干扰机构成及干扰能量计算,8.1 干扰机的基本组成和主要性能要求8.2 干扰机的有效干扰空间8.3 干扰机的收发隔离和效果监视 8.4 射频信号存储技术8.5 载频移频技术,8.1 干扰机的基本组成和主要性能要求,8.1.1 干扰机的基本组成 如上所述,干扰的基本原理分为遮盖式干扰和欺骗式干扰。为了有效干扰敌方威胁雷达,合理而有效地利用干扰资源、制定干扰样式,这两种干扰都需要有侦察接收设备对威胁雷达信号环境进行信号检测、分选识别和分析处理,并将结果提交干扰决策和干扰资源管理单元,如图81所示。,遮盖式干扰和欺骗式干扰只是干扰机中的两类具体干扰资源。一部干扰机所辖干扰资源的数量、类型、性

2、能指标等,因其具体作战任务而异。每一个干扰资源在收到对它的干扰决策控制命令后,按照决策控制命令所制定的干扰样式和干扰参数,产生相应的干扰信号。,图81 干扰机的基本组成,1.遮盖式干扰资源的基本组成 遮盖式干扰资源的基本组成如图82所示。由侦察设备经干扰决策后提供的威胁雷达频率码f0送给频率设置电路,该电路输出与频率码f0相对应的直流电压U(f0),控制压控振荡器(VCO)的中心频率;调频干扰技术产生器根据调频干扰样式和参数的决策控制命令,输出相应的调频信号Ufm(t),调制VCO的振荡频率;调幅干扰技术产生器根据调幅干扰样式和参数的决策控制命令,输出相应的调幅信号Uam(t),控制幅度调制器

3、,使输出信号产生相应的幅度变化;干扰功率合成与波束形成网络根据干扰方向和干扰功率的决策控制命令,对小功率的干扰信号进行功率放大与合成,在指定的方向上辐射强功率的干扰信号。由于遮盖式干扰资源的干扰信号来源于自身的VCO,其中心频率、调频样式与参数、调幅样式与参数等都需要由雷达侦察设备先行设置引导,因此传统上也称其为引导式干扰资源。,图82 遮盖式干扰资源的基本组成,2.欺骗式干扰资源的基本组成 根据干扰信号源的差别,欺骗式干扰资源主要分为转发式干扰资源和应答式干扰资源两种,分别如图83、图84所示。转发式干扰的输入信号中包括接收到威胁雷达的射频脉冲信号fs(t)和干扰决策控制命令。fs(t)经定

4、向耦合器分别送给射频信号存储器(RFM)和信号解调电路,射频信号存储器将短暂的fs(t)信号保存足够的时间max。若以fs(t)信号的前沿时间为起始,在迟延了时刻需要进行干扰发射的时候,再将fs(t-)信号从射频信号存储器中取出,送给干扰调制器。,信号解调电路的组成如图83(b)所示,首先由射频信号检波器从中解调出以脉冲包络为代表的距离基准信号S(t),再由峰值检波器和滤波器从中解调出角度欺骗干扰时所需的雷达天线扫描调制信号A(t)。干扰控制电路根据决策命令和基准信号S(t)向射频信号存储器发出存储的开始和结束控制信号C(t),从射频信号存储器中取出fs(t-)的开始和结束控制信号R(t),对

5、角度信息进行欺骗干扰的调制信号AJ(t),对,图 83,速度信息进行欺骗干扰的调制信号Upm(t)以及对干扰信号进行放大、合成和对干扰方向进行控制的信号DJ(t)。在一般情况下,RJ(t)既用作对射频信号存储器的输出控制,也用作对干扰调制器和功率放大器的脉冲调制信号,并且RJ(t)C(t-)。upm(t)则用于对射频信号调相。有些简单的转发式干扰机中没有射频信号存储器,则只能够对威胁雷达进行角度欺骗和速度欺骗干扰。,应答式干扰采用VCO取代转发式干扰中的射频信号存储器,它不需要输入威胁雷达的射频信号fs(t),只需要输入检波后的威胁雷达脉冲包络信号S(t)和雷达天线扫描调制信号A(t),如图8

6、4所示。VCO的频率设置方法类似于遮盖式干扰,干扰控制电路根据决策控制命令产生各项调制信号RJ(t)、AJ(t)和DJ(t)。由于应答式干扰的信号与威胁雷达信号不相干,所以不能进行速度欺骗干扰。由于应答式干扰资源与遮盖式干扰资源在组成上具有许多共同点,只要对干扰控制电路稍加改进,就能够同时具有遮盖式干扰和应答式干扰的能力。,图84 应答式干扰资源的基本组成,8.1.2 干扰机的主要性能要求 由于任何一部干扰机都具有侦察接收设备,并且侦察接收设备的性能直接影响到干扰的性能和干扰效果。有关侦察接收设备的主要性能要求可参见第5章。本章主要讨论与干扰发射部分有关的性能要求。1.有效辐射功率 有效辐射功

7、率是干扰机的发射功率PJ与干扰发射天线增益GJ的乘积,即PJGJ。它表现了干扰机工作时在主瓣方向的干扰功率密度。,对于具有功率和波束合成能力的干扰机,PJ、GJ分别表示合成以后的最大发射功率和天线增益。在一般情况下,PJ是干扰发射机末级功放的额定输出功率与接收到的雷达信号功率Pin无关。但对于没有射频信号存储器的转发式干扰机,则与接收到的雷达信号功率Pin有关:,(81),式中,Pimin为最小输入信号功率(灵敏度);Pisat为饱和输入信号功率;KP为干扰机的额定功率增益;PJ0为干扰机的饱和发射功率。,2.干扰频率 干扰频率包括干扰机能够工作的频率范围BJ和在任意时刻干扰信号能够覆盖的干扰

8、带宽fj。遮盖式干扰的fj主要是由Ufm对VCO的频率调制形成的,可以按照瞄准、阻塞和扫频干扰的要求选择其调制波形和参数;欺骗式干扰的fj主要是通过Upm(t)对转发干扰信号调相形成的,其数值远小于遮盖式干扰时的fj,可以按照速度欺骗干扰的要求选择其调制波形和参数。,3.干扰空间范围 干扰空间范围包括干扰发射天线波束在空间的最大指向范围J和在任意时刻干扰波束的覆盖范围J。J主要根据威胁雷达的空间范围确定。J越小,则干扰能量越集中,但需要综合考虑发射天线的口径、测向引导的精度、复杂程度等因素。,4.引导误差 引导误差包括频率引导误差f和方向引导误差。影响引导误差的主要因素有:侦察接收设备的测频、

9、测向误差,对干扰发射设备频率和方向的控制、标校误差和VCO的频率稳定性、装载平台的方向稳定性等。对于遮盖式干扰,一般要求:,(82),式中,fr为威胁雷达接收机带宽。,5.引导时间tj 干扰机的引导时间是指:从接收到威胁雷达信号到发出射频干扰信号的时间。它包括从接收到威胁雷达信号到发出决策控制命令的时间tp和从收到决策控制命令到输出射频干扰信号的时间tc。tj=tp+tc(83)前者主要是侦收设备的信号处理时间,一般比较长;后者主要是干扰资源的调控时间,也是干扰资源执行决策命令、形成各种控制信号和调制信号的时间,一般不超过若干微秒。,在连续的干扰实施过程中,tp只需一次或几次(只有重新制定或修

10、改决策控制命令才需要),而tc可能是经常发生的(如修订调制参数等)。由于tp较长,对于有些作战时间很短而威胁程度很高的威胁雷达(如导弹末制导雷达),为了减小tp,必须充分利用这些威胁雷达的先验信息,开设特殊的信号处理通道,简化和缩短信号处理与干扰决策的过程。,转发式干扰的引导时间还包括最小转发迟延(时间)tmin。它是指在实施转发式干扰的过程中,从接收到的威胁雷达信号前沿开始到第一个转发干扰脉冲前沿的最小迟延时间。由于欺骗式干扰经常用作目标的自卫干扰,为了有效保护自身,tmin越小越好,一般在100ns以内。,6.对多威胁雷达的干扰能力 在现代作战环境中,常常会同时存在多部威胁雷达。干扰机必须

11、能够同时、有效地干扰这些雷达,才能完成预定的作战任务。为此采取的主要措施并不是将各种干扰资源简单地组织在一起,而是突出各种资源的合理分工,加强对各种资源的集中、统一管理,特别是统一侦察接收设备和干扰决策控制,集中分配和管理各项干扰资源,在有限的时间、空间和能量等约束条件下,对所有的威胁雷达都达到最有效的干扰效果。,7.战斗使用性能 战斗使用性能包括体积、重量、耗电及使用环境等方面的要求。此外,工作可靠、性能稳定、操作简单、维护方便等也是干扰机研制中非常重要的要求。,8.2 干扰机的有效干扰空间,干扰机能够有效地破坏或扰乱敌方雷达对我方目标检测、跟踪的空间范围称为干扰机的有效干扰空间,或者说,当

12、我方目标位于有效干扰空间之内时,就能够受到干扰机的有效保护。因此,干扰机的有效干扰空间集中体现了干扰机的有效干扰能力。,8.2.1 干扰方程 设干扰机、雷达、目标的空间位置如图85所示。雷达天线以其主瓣指向目标,干扰发射天线以其主瓣指向雷达。干扰机、目标与雷达的相对波束张角为。雷达收到的目标回波信号功率Prs和干扰信号功率Prj分别为,(84),(85),式中,Pt(W)、Gt分别为雷达发射功率和天线增益;(m2)为目标的雷达截面积;A(m2)为雷达天线的有效面积;(m)为波长;Rt(m)为雷达与目标之间的距离;PJ(W)为干扰发射功率;GJ为干扰发射天线增益;Gt()为雷达天线在干扰方向的增

13、益;J为干扰信号与雷达信号的极化失配损失系数(通常干扰信号为圆极化,雷达天线为线极化,=0.5);RJ(m)为雷达与干扰机之间的距离。由此得到在雷达接收机输入端的干扰和目标回波信号功率比J/S为,(86),图85 雷达、目标和干扰机之间的空间关系,实现有效干扰的基本条件就是保证J/SKJ。KJ称为在雷达接收机输入端有效干扰的压制系数,简称为压制系数。它是干扰信号调制样式、调制参数和雷达信号参数的复杂函数,具体可参见第6、7章中的有关分析。将此条件代入(86)式,可得,(87),对(87)式进行整理,可得到干扰机的有效干扰空间为,(88),图86 平面上的有效干扰空间示意图,有效干扰空间的构成是

14、R4t与雷达天线空间增益Gt()的乘积,当目标、雷达、干扰机同方向时,=0,Gt()=Gt,Rt最小,也称为最小干扰距离Rtmin,(89),(87)式也可以改写成对有效辐射功率的要求:,(810),以便在干扰机设计时作为确定干扰发射功率和天线增益的依据。,在自卫干扰条件下,干扰机就安装在目标上,Gt()Gt,RtRJ,代入(88)式,可得,(811),其有效干扰空间是在一个以为Rt半径的球体之外:,(812),对于没有射频信号存储器的转发式干扰,其接收到的雷达信号功率Pin为,(813),式中,Gr为干扰机接收天线的增益;r为雷达信号与干扰机接收天线极化失配系数(通常雷达信号为线极化,干扰机

15、接收天线为圆极化,r=0.5);L为接收过程中的各种损耗。在自卫干扰条件下,将(812)、(813)式代入(81)式,可求得这种转发式干扰机的增益KP,例如,KJ=10,=50m2,L=100,GJ=Gr=10,J=r=0.5,=3cm可求得转发增益为,(814),8.2.2 干扰机的时间计算 干扰机能够有效干扰威胁雷达的时间称为有效干扰时间。干扰机在实施干扰前先需要侦收设备提供威胁雷达的各项干扰参数和干扰决策,然后才能控制产生预定的干扰信号,在干扰实施后,也需要不断地检测威胁雷达信号的变化,以便不断地调整干扰决策,修订干扰参数。为了抗干扰,威胁雷达也会主动改变信号样式和信号参数,特别是频率和

16、波束扫描的迅速变化(如脉间频率捷变和波束相控阵扫描),对引导时间的要求更加苛刻。因此,对抗的双方是在进行一种动态搏奕,干扰机必须具有足够快的引导时间才能赢得这场动态搏奕的主动。,对引导tj时间的要求既与雷达的功能和威胁程度有关,也与制定的干扰决策有关。(1)对于固定频率的雷达,遮盖式干扰主要采用频率瞄准方式,其中远程警戒雷达的扫描速度慢,威胁程度低,允许在雷达天线扫描几周后才进行有效干扰,tj2050s;近程搜索雷达的扫描速度较快,威胁程度较高,一般要求在本次雷达扫描时就进行有效干扰,tj5100ms;跟踪雷达的威胁程度很高,特别是导弹末制导雷达,一旦检测到此类雷达,必须尽快实施有效干扰,tj

17、1100ms。,(2)对于频率慢速变化(机械调频、成组捷变)的雷达,遮盖式干扰仍然采用频率瞄准方式,它的引导时间(主要是频率引导时间)应小于雷达的频率变化时间。其中,机械调频的变化较慢,tj110ms;成组捷变的组内脉冲不多(几个到几十个脉冲),要求引导时间小于一个脉冲重复周期的时间,tj0.11ms;采用阻塞或扫频干扰时,干扰的频率无需跟踪雷达频率的变化,其引导时间的要求同固定频率雷达。,(3)对于频率捷变雷达,遮盖式干扰如果仍然采用频率瞄准方式时,它的引导时间要求取决于雷达、目标、干扰机三方的空间位置,一般要求:,(815),式中,c为电波传播速度。该式表明:干扰机到雷达的距离必须小于目标

18、到雷达的距离(c/2)tj以上(称为近距离干扰,SFJ：Stand Forward Jamming),才能保护目标。(815)式在平面上的边界是一条双曲线,在空间上的边界为一双曲面,如图87所示。,图87 有效干扰时间的平面示意图,考虑到雷达信号具有一定的脉宽,如果允许有效干扰信号出现在目标回波脉冲的后沿之前,则引导时间可以放宽到:,(8-15a),采用阻塞或扫频干扰时的引导时间要求同固定频率雷达。,(4)在时分功率管理方式工作的干扰机中,有效干扰时间位于从收到雷达信号开始的时间段tj,tj+J内,也称为时间选通干扰,相应的三者空间关系为,(816),它在平面上的两条边界为两条双曲线,在空间为

19、两双曲面,如图88所示。,图88 时间选通干扰的平面示意图,(5)转发式干扰通常用作目标的自卫干扰,它的输出信号总是位于目标回波信号之后。由于许多转发式干扰在其初始阶段都要求转发干扰信号尽能与目标回波信号时间重合,因此要求最小转发迟延tmin越小越好,一般为,(817),8.3 干扰机的收发隔离和效果监视,使干扰机发射的干扰信号不影响自身侦察接收机的正常工作,称为干扰机的收发隔离;在干扰实施的过程中,通过侦察接收机监视周围的威胁雷达信号环境和被干扰的威胁雷达信号的变化,由此判断干扰效果的优劣,称为效果监视。显然,收发隔离是效果监视的前提和保证。,收发隔离是收发双工的电子系统普遍存在的问题。而在

20、干扰机中突出的困难在于:干扰机发射和侦收往往是同距离或近距离、同频率、同方向、同时间、同宽带的,且干扰机的辐射功率很大,远远高于侦收设备的灵敏度。收发隔离不好,轻则降低侦察接收机的实际灵敏度,减小侦察作用距离;重则使干扰机自发自收,形成自激励,无法检测雷达信号。,8.3.1 收发隔离 干扰机的收发隔离程度称为收发隔离度,简称为隔离度。通常在干扰机的收发天线端口上测量,如图89中的A、B两点。隔离度g一般以分贝表示:,(818),图89 干扰机收发隔离度的定义和测量,式中,PJ、Pr分别为发射天线端口处的干扰发射功率和在接收天线端口处收到的干扰信号功率。表现收发隔离基本要求的隔离度门限值为gJ:

21、,(819),式中,Prmin为侦察接收机的灵敏度。如果干扰机的实际隔离度ggJ,则可以保证干扰机工作时不会发生收发自激,但不能保证侦收设备实际灵敏度的不降低;反之,如果ggJ,则会出现干扰机收发自激。一般干扰机的gJ约为100150dB。,1.降低收、发天线间的各种耦合 收发天线间的耦合包括直接耦合(由发射天线直接传播到接收天线)和间接耦合(发射天线经由其它途径传播到接收天线)。降低各种耦合的措施主要有:(1)增大收发天线间的间距。拉开侦察站、干扰站的配置距离,每增加一倍距离,可使隔离度提高6.02dB。(2)减小收发天线的侧向辐射。天线设计采用低旁瓣措施,周围附加吸收材料,根据实际安装空间

22、和周围背景,选择收发天线彼此耦合最弱的安装位置和安装方向。,(3)极化隔离。选择左、右旋圆极化分别用作接收和发射天线。从理论上讲,完全正交的圆极化可使双方的耦合减小至0。但实际的天线都存在交叉极化,因此,极化隔离产生的隔离度仅约10dB。(4)在收发天线间增加吸收性隔离屏,使其不能直接传播;对发射天线周围的金属材料表面进行电波吸收处理,降低间接耦合。,(820),8.3.2 效果监视 效果监视的任务主要包括:(1)监视周围的威胁雷达信号环境有无变化。这些变化包括出现了新的威胁雷达信号，原有的威胁雷达信号消失了,威胁雷达信号的参数和威胁程度发生改变等。(2)监视被干扰的威胁雷达信号参数及其变化,

23、以便实时调控干扰参数,分析和判断干扰效果,修订干扰决策控制命令等。(3)监测干扰信号与被干扰的雷达信号的调控状态,如频率是否对准,方向是否对准等。,效果监视是在满足收发隔离的条件下进行的。如果干扰机没有采用收发时分工作方式就达到了收发隔离的要求,则效果监视是连续进行的;反之,如果干扰机采用收发时分工作方式,则效果监视是间断进行的。侦察接收机完成效果监视的任务,其所作的信号检测和处理类似于第4章中的侦察信号处理,其主要差别仅在于:原有的检测处理结果可以作为进行当前检测处理的先验信息,从而提高检测处理的速度和结果的可信度;通过对当前检测处理结果与过去检测处理结果的比较,可以识别和判断威胁雷达信号环

24、境和威胁雷达信号参数的变化。,侦察接收机监视被干扰的威胁雷达信号参数,一方面用来对干扰决策控制和干扰调制参数进行引导,如引导干扰信号的频率、干扰发射的方向对准威胁雷达的信号频率和方向,根据雷达信号的变化制定更合适的干扰调制样式等,另一方面用来分析、判断当前的干扰效果。由侦察接收机通过信号处理来实时分析判断干扰效果是很困难的。这是由于干扰机的干扰效果评价主要通过其在雷达系统中的作用来度量的;这些作用可能并不表现或者很少表现在雷达的发射信号中,而侦察接收机又只能根据接收到的雷达发射信号进行分析判断;这种分析判断的依据显然是不全面、不充分的。干扰效果识别的信号处理参见第4章。,8.4 射频信号存储技

25、术,射频信号存储(RFM)是将雷达的射频脉冲信号保存一定的时间,需要的时候,再恢复输出出来。射频信号存储器是转发式干扰机中的关键部件,它在雷达的目标信号模拟、杂波信号模拟、无源干扰信号模拟等方面也有着广泛的应用。射频信号存储器的主要技术要求有以下4项。,1.工作频率范围BJ和瞬时带宽B BJ是指射频信号存储器最大的输入、输出频率范围,B是指其在任意时刻能够完成射频信号存储的频率范围。由于受到元、器件性能等因素的限制,BJ和B对具体采用的技术措施和方案有着非常重要的影响。,2.存储脉宽c和储频精度f c是指可存储的射频信号脉冲宽度。f是指其输入信号与输出信号的频率差。射频信号存储器具有示样脉冲、

26、全脉冲两种工作方式。示样脉冲方式工作时,其存储信号的时间c为限定时间的常数(通常为100ns以内),与输入信号的脉宽无关。其输出信号仅靠对存储信号(示样脉冲)的反复循环恢复;全脉冲方式工作时,c仅受最大可存储信号脉宽max的限制,(821),f与工作方式有着十分密切的关系。对于示样脉冲方式,f为区间-1/(2s),1/(2s)内均匀分布的随机变量,s为循环时间。在一般情况下,sc;对于全脉冲方式,只要max,则f=0,当max时,f为区间-1/(2max,1/(2max)内均匀分布的随机变量。,3.最小输入信号功率Simin、动态范围Dc和输出信噪比(S/N)输入信噪比(S/N)i直接影响储频

27、输出的信噪比(S/N)o。因此,储频的启动都设有较高的门限Simin。Dc以dB为单位,它是储频的最大输入信号功率Simax与Simin之比:,(822),除了输入信噪比之外,储频器件和电路的噪声、寄生调制等,也是影响输出信噪比的重要因素。,4.信号保存时间Tc和复用输出次数N Tc指输入信号可在储频电路中保存的时间。在此时间内的任意时刻都可根据需要进行信号恢复输出。N指在时间Tc内可进行输出的次数。此外,还有部件的体积、重量、价格、功耗等要求。根据射频信号存储器的工作原理,主要分为模拟储频技术(ARFM)和数字储频技术(DRFM),下面分别进行讨论。,8.4.1 模拟储频技术(ARFM)直接

28、保存模拟信号的射频信号存储器为模拟储频。其中采用射频信号迟延线、射频开关级联保存模拟信号的储频原理已在第7章中讨论,它具有瞬时频带宽(B=BJ)、储频精度高(f=0)、动态范围大的优点,但一般只能输出一次。本章主要讨论以示样脉冲方式工作的模拟储频技术。,图810为模拟储频电路的基本组成。输入信号经过定向耦合器，主路送给射频开关，副路送给信号检测、储频控制电路。信号到达前,射频开关接通定向耦合器,射频放大器关闭等待,输出端定向耦合器的主、副路均没有信号输出。信号到达后，如果其功率高于储频门限Simin,则信号检测、储频控制电路将产生以下输出：(1)宽度为Tc的门波：使射频放大器在储频时间Tc内都

29、处于正常放大工作状态，在储频时间Tc结束后，重新进入关闭等待状态；,(2)宽度为Tc-c的方波:使射频开关从脉冲前沿c时间之后，换接到储频迟延线，在储频结束后，重新接到定向耦合器。储频环路由射频开关、射频放大器、定向耦合器和迟延线组成。只要射频开关闭合、放大器工作,它就是一个正反馈放大器。假设Ki,i4i=1分别为射频开关、射频放大器、定向耦合器、迟延线的增益和时延,只要满足以下的幅相条件:,(823),图810 模拟储频电路的基本组成,图811 储频环内的正反馈振荡信号,射频放大器是储频电路的关键器件,对它的要求主要是:高增益,过载特性平稳(过激励时的增益下降慢),低噪声,小信号抑制性好。目

30、前在10GHz以下主要采用固态放大器,在10GHz以上主要采用行波管放大器,且以固态放大器为发展方向。,迟延线类型对ARFM的技术发展有着重要的影响。它的迟延时间近似为环路的迟延时间s(其它器件的迟延很小)。考虑到对窄脉冲信号储频的要求,s不能太大;考虑到储频精度要求,s也不能太小。对迟延线的要求主要是:B宽、插损小、体积小、重量轻。目前主要采用同轴电缆、光纤、熔石英(体声波)等材料,后两者都需要进行光电、声电变换。三种迟延线的性能比较参见表81。,表81 三种迟延线(200ns迟延)的性能比较,8.4.2 数字储频技术(DRFM)数字储频将输入模拟信号变成顺序的数字量,保存在数字存储器中。需

31、要时,再从存储器中读出,转换成模拟信号输出。由于受到数字器件速度的限制,目前数字储频只能在较低的频率上进行,在构成射频信号存储器时,还需要进行上、下变频处理,如图812所示。对输入模拟信号量化的方法主要有幅度取样法和相位取样法,分别称为幅度取样DRFM和相位取样DRFM。,图812 数字储频的上、下变频过程,1.幅度取样DRFM 单通道幅度取样DRFM电路的基本组成如图813(a)所示。首先由储频控制电路向A/D变换器发出启动方波,使其按照采样时钟对输入信号进行幅度量化取样,A/D变换器的输出数据序列依次写入存储器。示样脉冲方式时,方波的宽度为c,全脉冲方式时，方波宽度与输入雷达信号的脉宽一致

32、。需要输出时,控制电路发出读出方波,其宽度与输入脉冲的宽度一致。在方波期间,按照读出时钟,从存储器中依次读出数据,经D/A变换器、滤波器产生模拟信号。示样脉冲时的读出地址在方波期间将循环若干次,全脉冲时的读出地址在方波期间不循环。在一般情况下,读出时钟与采样时钟相同。,图813 单通道幅度取样DRFM电路的基本组成,图813 单通道幅度取样DRFM电路的基本组成,假设经过下变频后的输入信号频率范围为f0-B/2,f0+B/2,为了抑制上、下变频时的高次交调,中心频率f0与带宽B应满足:,即,(824),根据采样定理,采样时钟的频率fc应满足:,(825),将(824)式代入(825)式,可得

33、fc4B(826)在信号满量程变换的条件下,量化噪声引起的信噪比(S/N)q与量化位数n的关系近似为(S/N)q6.02n+1.76dB(827)单通道DRFM的优点是结构简单,主要缺点是采样频率高,当B较宽时难以实现。正交双通道幅度取样DRFM的基本组成如图814所示。它相当于两路共用采样、读出控制信号的单通道DRFM。为了保证两路的幅相一致性,电路中的元器件选择、结构设计等应尽量一致。,图814 正交双通道DRFM的基本组成,正交双通道幅度取样DRFM一般采用正交下变频零中频处理,输入信号的频率范围为-B/2,B/2。对于每一路储频电路的输入信号频率范围仅为0,B/2,它的采样频率只需满足

34、:fcB(828)显然,对于相同的瞬时带宽B,它所需要的采样频率只有单通道的1/4,所以得到了广泛应用。它的缺点是要求双通道的幅相一致和需要采用正交双通道的上、下变频。,2.相位取样DRFM 相位取样DRFM的典型电路组成如图815(a)所示,一般也采用正交双通道零中频处理。下变频后的I、Q模拟输入信号、经极性量化器(可参见第2章)成为1bit数字信号、,在启动方波和取样时钟控制下,顺序写入存储器。示样脉冲或全脉冲时的取样方波同幅度取样DRFM。信号读出由读出方波和读出时钟控制,将存储器中的数据依次送入K bit串入并出移位寄存器。移位寄存器的K位输出,经加权相加网络合成模拟信号、10,滤波后

35、输出。图815(b)画出了取样时钟频率为信号频率8倍、K=4时合成模拟信号的波形。,相位取样DRFM以极性量化器取代了A/D变换器,以加权相加网络取代了D/A变换器,因此可以获得较高的取样率。假设其取样时钟频率与瞬时带宽的B比值为K,则零中频正交变频后信号带宽为B/2,移位寄存器的位数也应为K,经加权相加网络合成模拟信号的有效幅度量化数为,对于量化噪声的输出信噪比(S/N)q为(S/N)q=10lg(3K2)(829),取样率的提高,使存储器的工作速度、存储容量也需要相应提高。为了降低对存储器工作速度和存储容量的要求,在相位取样DRFM中普遍采用串入并出、并入串出的数据转换技术,如图816所示

36、。将极性量化器输出的1bit数字信号,以时钟频率fck送入Mbit串入并出移位寄存器,转换成Mbit并行输出,再写入Mbit存储器。这样,存储器的写入时钟只需为fck/M,降低为1/M倍。读出过程的处理则相反,先按照fck/M的时钟频率将数据从存储器中读至Mbit并入串出移位寄存器,再由时钟频率fck将其逐一读出。,图815 相位取样DRFM的典型电路组成,图816 存储器输入、输出的数据转换,8.5 载频移频技术,雷达普遍利用运动目标回波中的多普勒频率,实现其在无源干扰(包括地物、海浪、气象和箔条等散射物)背景中对运动目标的检测、显示、识别、选择和跟踪。因此,对这类雷达实施速度欺骗干扰的一个

37、重要方法,就是对接收到的雷达信号频率进行适当的移频调制,从而破坏或扰乱雷达对真目标的检测、显示、识别、选择和跟踪。,假设输入信号的频率为f0,经移频调制后的输出信号频率为f0+fdj,其中fdj就是干扰的移频。载频移频电路的主要技术要求有3项。1.工作频率范围 目前具有动目标信号处理能力的雷达很多,频率范围很宽。干扰机需要尽可能干扰各种频率的雷达,其工作频率范围也需很宽,一般为一到几个倍频程。,2.移频fdj的范围和精度 作为速度欺骗干扰,fdj的范围与动目标回波信号中多普勒频率的范围一致,一般为数十千赫兹。fdj的精度与雷达对动目标信号的检测、分辨力对应,一般为数十赫兹。,3.载波抑制比Dc

38、和杂散抑制比Dd 由于电路、器件等原因,在移频输出信号中,除了频率为f0+fdj、功率为Ps的信号之外,还有功率为Pc的载频信号和其它频率分量的信号。如果其它频率分量信号中,功率最大的为Pd,则载波抑制比Dc和杂散抑制比Dd分别为,(830),Dc和Dd是衡量载频移频信号质量的重要指标,一般应为20dB以上。实现载频移频的常用器件是行波管移相放大器和固态移相器,下面分别进行讨论。,8.5.1 由行波管移相放大器构成的载频移频电路 图817为行波管放大器的典型电路及其相移特性。行波管螺线极电压UL与输出信号相对相移量的关系为=0-KUL 0ULUlmax(831)式中,0为固有相移;K为相移斜率

39、(/V)；ULmax为最大线性移相电压。,图817 行波管移相放大器的移频原理,如果螺线极电压UL(t)为图818所示的负向锯齿波,UL(t)=ULA-KAt=mod(t,T),UL(t)0,ULmax(832)T(单位为s)为锯齿波周期,KA为斜率(单位为V/s);KKAT=2,则相移量(t)为(t)=0+KKAt,t=mod(t,T)(833)式中,0=0-KULA,是相移常数。对(t)求导,可得到其频移fdj,(834),图818 螺线极电压波形,该式表明:合理地选择螺线极锯齿电压的幅度和斜率,可以使移fdj频等于锯齿电压的基频。不难证明,锯齿电压的斜率的负、正,对应于移频fdj的正、负

40、。实际行波管的0、K是与输入信号的载频有关的,很难保证每个锯齿波周期的相移量都是2或2的整数倍。而且锯齿波本身也有一定的逆程时间,这就使输出信号的相位变化呈现出某些不连续,如图819所示。造成移频后的输出信号在频谱上出现以1/T为间隔的各次谐波。因此,采用行波管移相放大器构成载频移频电路时,需要仔细调整螺线极锯齿波电压的波形和幅度,使其在工作带宽内达到Dc和Dd的要求。,图819 相位不连续造成的谐波,8.5.2 由固态移相器构成的载频移频电路 固态移相器一般分为模拟移相器和数字移相器两类。模拟移相器的相移量是由所加的模拟电压连续控制的,其移频工作原理与行波管移频原理类似,但其移相的线性较差,

41、在载频移频电路中使用较少。固态数字移相器主要采用微波半导体PIN管、变容管、雪崩管等元件,在0,2区间的相位量化位数为2n,n一般为46。在忽略相位误差的情况下,由相位量化引起的信噪比(S/N)q为(S/N)q=10lg3(2n-1)2(835),图820 数字移相器的相移控制电路,固态数字移相器的移相控制电路如图820(a)、(b)所示,图(a)中采用n位二进制可逆计数器,计数器的n位输出经驱动电路,分别控制移相器中的各相移元件。在fck计数时钟频率下,其移频频率fdj和相移周期T分别为,(836),适当地选择计数器的正、负控制位和计数频率fck,可分别控制移频的方向和移频的频率。图(b)中采用M位累加器,将其高n位的累加和用于移相器控制。在时钟频率fck作用下,该累加器的最小移频频率fdj为,(837),累加器输出信号的移频频率fdj,取决于送给累加器的加数N,其由下式决定：fdj=Nfdj N=-2M-1,2M-1(838)实际移相器的相位误差与其相位量化相当,宽带移相器的相位误差甚至大于其相位量化值。因此,采用固态数字移相器进行载频移频时,也有以fdj为频率间隔的各次谐波分量。提高谐波抑制比的方法是根据实际移相器在带内的相移误差进行数字校正。,