第6章谐振开关电路ppt课件.ppt

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1、第6章 谐振开关电路,6.1 开关模式变换与谐振开关模式,电力电子器件在开关过程中同时存在着较高的电压和电流，导致较大的开关损耗；同时由于电压和电流的变化过快，也会使波形出现明显的过冲，产牛开关噪声。开关损耗随着开关频率的提高而增加，使电路效率下降，最终阻碍开关频率的进一步提高。,开关模式下器件的端电压、电流和功率损耗的波形,为降低器件的开关损耗，通常加入RCD缓冲电路。加入缓冲电路后减少了器件的开关损耗。但实际上，总的损耗并没有降低，只是器件的部分损耗转移到缓冲电路中了。不同开关模式下在开关过程中器件的电压电流的轨迹曲线,谐振开关变换器中的开关器件在零电压或零电流条件下进行状态转变，改善了开

2、关器件在导通和关断过程的工作条件，因此显著地降低了器件的开关损耗，可以提高了器件的开关频率。图给出了在谐振开关模式下器件的电压电流的轨迹曲线。谐振开关技术可以使器件的开关损耗降到很小，因而也可以提高电力电子器件的开关频率，提高装置的效率和减少体积。目前数兆赫的谐振开关电源已经问世，功率密度可达每立方英寸30-50W，效率大于80。,6.2 谐振开关变换器的分类,根据拓扑结构和谐振开关方法将谐振变换器划分为如下几种变换器模式。1.负载谐振变换器 谐振电路既可采用串联L-C谐振电路，也可采用并联L-C谐振电路。通过L-C的谐振，使变换器的开关在零电压与/或零电流时通断。通过控制谐振电路的阻抗控制流

3、向负载的功率，故称之为负载谐振变换器。2.准谐振开关变换器 L-C谐振能够提供给变换器上的电力电子器件合适的开关电压与电流波形，使器件在零电压与或零电流下通断。准谐振式变换器主要分为零电流开关(ZCS)准谐振变换器和零电压开关(ZVS)准谐振变换器,3.零开关PWM变换器 零开关PWM变换器在准谐振变换器上加入一个辅助开关管控制谐振过程，仅在主开关管导通或关断时才驱动辅助开关管，谐振电路工作，使主开关管在零电压开通或零电流关断。由于可以控制谐振电路的工作时刻，因此变换器可按恒定频率PWM方式改变占空比，改变输出电压。4.谐振直流环逆变器 在常规的开关型PWM直流-交流逆变器中，逆变器输入电压U

4、d是一个幅值固定的直流电。在谐振直流环逆变器中，在输入直流电源和逆变器之间加入谐振电路，利用L-C谐振使逆变器的输入电压围绕Ud形成振荡，使逆变器输入电压在某限定时间内为零，在这段时间内控制电力电子器件通断的状态，从而实现了零电压通断。,6.3 准谐振开关变换器,零电流开关准谐振Buck变换器(ZCS-QRC)有L型和M型2种，在L型准谐振变换器中，若开关器件只允许电流单向流通，则零电流开关准谐振变换器工作于“半波模式”，其电路如图(a)所示；若开关器件允许电流双向流通，则零电流开关准谐振变换器工作于“全波模式”，其电路如图(b)所示，在零电流开关准谐振变换器中，谐振电容Cr与二极管VD并联，

5、而谐振电感Lr与开关管串联。,6.3.1 零电流开关准谐振变换器,在T0时刻以前，开关管VT处于关断状态，输出滤波电感L与二极管VD构成续流通道，流过负载电流Io。谐振电感Lr中的电流为0，谐振电容Cr电压也为0。1.电感充电阶段T0，T1 在tT0时刻，开关管VT开通，VT上的电压迅速下降到零后，谐振电感中的电流开始按直线上升，直到t=T1。等值电路如图(c)所示。,2.谐振阶段 T1，T2 在tT1时，谐振电感Lr中的电流iLrIo，二极管VD在零电压下关断。Lr和Cr进入谐振状态，Lr中的电流iLr继续增加，谐振电容Cr的充电电流是(iLr-Io)。当Lr电流下降到iLrIo时，Cr放电

6、，放电电流逐渐增大，而iLr仍逐渐减少。等值电路如图(d)所示。,3.电容放电阶段T2，T3 对于半波工作模式，在t T2时，iLr 0，开关管VT自然关断，这时谐振电容Cr通过负载放电，并维持放电电流为Io，因此Cr上的电压线性下降。在tT3之后，电容电压下降到零。等值电路如图(e)所示。,4.续流阶段T3，T4 在t T3时刻，谐振电容Cr上的电压下降到零，续流二极管VD在零电压下导通，负载电流Io通过二极管VD续流。等值电路如图(f)所示。,L型零电流开关准谐振变换器半波模式的工作波形如图所示。在ZCS中，要求开关通过一个比负载电流Io大Ud/Zr的峰值电流。开关在零电流时自然关断，负载

7、电流Io不应超过Ud/Zr。所以这里有一个限制，即负载电阻可以低到什么程度的问题。通过与开关反并联一个二极管，可使输出电压对于负裁变化不再那么敏感。,ZCS QRC也可以应用于Boost变换器，其电路原理图如图所示。在开关管VT断开状态谐振电感Lr电流为零。在开关管导通时，电流逐渐上升，实现零电流导通；电容Cr、电感Lr、开关管VT和电源谐振，电感电流iLr按正弦变化，当iLr谐振到由零变负时，二 极管VDr导通，开关管VT断 流，具有零电流关断条件，去除开关管VT驱动信号，VT 在零电流下关断。,零电压开关准谐振Buck变换器(ZVS-QRC)也有全波模式和半波模式2种电路。若开关器件只能承

8、受单方向电压，则ZVS-QRC工作于半波模式，其电路如图(a)所示；若开关器件能承受双向电压，则ZVS-QRC工作于全波模式，其电路如图(b)所示。在ZVS-QRC中，谐振电容Cr与开关管并联，谐振电感Lr与二极管VD串联。,6.3.2 零电压开关准谐振变换器,在T0时刻以前，开关管VT处于导通状态，VD已关断，滤波电感L与谐振电感Lr流过负载电流Io，谐振电容Cr电压也为0。1.电容充电阶段T0，T1 若在tT0时刻，使开关管VT断开，以电流Io向谐振电容Cr充电，因此，Cr上电压按直线规律上升，直到uCrUd为止。等值电路如图(c)所示。,2.谐振阶段T1，T2 在tT1时刻，VD管导通，

9、这时Lr和Cr进入谐振状态。对于半波工作模式，在tT2时刻,uCr电压被箝位于零。对于全波工作模式，电容上电压继续朝反向振荡，并在tT2时刻反向回零。在这期间的电感电流iLr下降到零后反向。等值电路如图(d)所示。,3.电感充电阶段T2，T3 在tT2之后，电感电流直线上升，并在tT3时刻达到Io。通常，对于半波工作模式，开关管在T2之后和电感电流iLr变正之前这段期间被激励导通，否则将损失零电压关断条件。对于全波工作模式，开关管VT可在uCr电压为负期间加上激励信号。等值电路如图(e)所示。,4.恒流阶段T3，T4 在tT3时刻，VD管关断，负载电流Io通过开关管VT，并一直维持到tT4时刻

10、。等值电路如图(f)所示。,在ZVS中，要求开关承受一个比Ud高IoZr的正向电压。开关在零电压开通时，负载电流Io必须大于UdZr，所以，如果输出负载电流Io在一个很大的范围内变动，则上述两种情况会在开关上产生一个很大的电压值。所以，这个方法限于应用在基本上是恒定的负载上。为克服这一限制，在有关参考文献中介绍了一种零电压通断的多谐振技术。,ZVS QRC也可以应用于Boost变换器，其电路原理图如图所示。在开关管VT导通期间电感L储能，和开关管并联的谐振电容电压为零。在开关管关断时，由于两端电压为零，实现零电压关断；VT关断后，电容Cr以电感电流iL充电，电容电压上升，当uCr大于输出电压U

11、o时，二极管VD导通，电容Cr和电感Lr开始 谐振，电容两端电压按正弦变化，当uCr谐振到零时，开关管VT具有 零电压开通条件，驱动开关管VT，VT在零电压下导通。,通常，在高通断频率时，ZVS比ZCS更可取，原因在于开关的内部电容。当开关在零电流但在一定电压下闭合时，内部电容上的电荷耗散在开关中。当通断频率很高时，这种损耗变得很大。但是，如果开关是在零电压时闭合就不存在这种损耗。从上述的电路分析可知，开关准谐振变换器可以有效地降低器件的开关损耗，使得ZCS-QRC的实际工作频率达到1-2MHz，ZVS-QRC的实际工作频率达到10MHz，但器件的电压或电流应力都比较大，这是一个缺点，也是应用

12、中一个重要的限制因素，值得进一步研究。,当谐振电感和谐振电容一定时，为保证开关管实现软开关模式，ZVS开关准谐振变换器关断时间一定，ZCS开关准谐振变换器导通时间一定，因此要实现改变占空比D，就需要改变开关周期，也就是改变开关频率，因此不适于工作在PWM方式，而要工作在DC-DC变换器中的第2种调制方式，即脉冲频率调制方式。,6.4 零开关PWM变换器,零开关PWM变换器包括零电压开关PWM变换器(ZVS PWM)与零电流开关PWM变换器(ZCS PWM)。这类变换器在前面介绍的准谐振变换器基础上加入一个辅助开关管控制谐振元件的谐振过程，仅在主开关管导通或关断时才驱动辅助开关管，谐振电路工作，

13、使主开关管在零电压开通或零电流关断。由于可以控制谐振电路的工作时刻，因此变换器可按恒定频率PWM方式改变占空比，改变输出电压。,6.4.1 ZVS PWM变换器,由输入电源Ud、主开关管VT(包括与其反并联的二极管VDr)、续流二极管VD、滤波电感L、滤波电容C、负载电阻RL、谐振电感Lr、谐振电容Cr和辅助开关管VT1(包括与其串联的二极管VD1)构成。从图可知，ZVS PWM变换器是在ZVS QRC电路的谐振电感Lr上并联了一个辅助开关管VT1和VD1。,降压ZVS PWM变换器的原理图。,若tT0时，主开关管VT导通，给辅助开关管VT1驱动信号。续流二极管VD截止，iLr=IL=Io，u

14、Cr=0。在一个开关周期Ts中，分5个阶段来分析电路的工作过程。等效电路如图(b)所示。,T0t T1 阶段：t=T0时，uCr=0，关断VT，VT零电压关断，电流iLr立即从VT转移到谐振电容Cr，给Cr充电。由于iLr=IL=Io恒定，uCrUd时，续流二极管VD仍处于反偏截止，直到t=T1，Cr充电到uCr=Ud，续流二极管VD导通。等效电路如图(c)所示,T1t T2 阶段：由于续流二极管VD导通，谐振电感的电流iLr经VT1、VD1续流，该阶段时间可以通过改变辅助开关VT1的关断时刻T2控制，因此可以控制谐振开始时刻，也就是可以控制VT导通时间，因此可以控制占空比，实施PWM控制的。

15、等效电路如图(d)所示。,T2t T3 阶段：在t=T2 时，使辅助开关管VT1关断，Cr、Lr产生谐振。在VT1关断前，由于uCr=Ud，所以谐振电感上的电压很小，VT1为零电压关断。在谐振期间，uCr到达最大值，uCr=Ud+IoZr，此后电容Cr放电，uCr下降，到t=T3时，uCr=0。从uCr到达最大值至T3期间，iLr为负值。等效电路如图(e)所示。,T3t T4 阶段：负电流iLr经二极管VD、VDr向电源Ud回馈能量。由于导通的VDr与主开关管VT并联，在此期间使VT导通，则VT将在零电压下开通。VT开通后，负电流iLr迅速反向经零增大，到t=T4 时，iLr=Io。续流二极管

16、VD的电流iD=Io-iLr，从Io减小到零而自然关断。等效电路如图(f)、(g)所示。,T4t T5阶段：t=T4 时，主开关管VT已经导通，VD截止，电源Ud向负载恒流供电。在t=T5时，使VT关断。因为VT关断时，uT1=uCr很小，所以VT也是软关断，完成一个开关周期TS。等效电路如图(b)所示。,ZVS PWM变换器的工作波形,6.4.2 ZCS PWM变换器,由输入电源Ud、主开关管VT(包括与其反并联的二极管VDr)、续流二极管VD、滤波电感L、滤波电容C、负载电阻RL、谐振电感Lr、谐振电容Cr和辅助开关管VT1(包括与其并联的二极管VD1)构成。从图可知，ZCS PWM变换器

17、是在ZCS QRC电路的谐振电容Cr上串联了一个辅助开关管VT1和VD1。,t T0时，主开关管VT和辅助开关管VT1都截止，续流二极管VD导通，iD=Io，谐振电容Cr上的电压uCr=0。等效电路如图(b)所示。,T0 t T1阶段：t=T0时，使VT导通，iT1=iLr线性上升至Io。iD=iL-Io，下降到零，t=T1时，VD截止。在VT导通时，由于串谐振电感，电流为零，谐振电感Lr上的电压uLr=Ud，则VT为软开通。等效电路如(c)所示。,T1Io，经过半个谐振周期后到t=T2时刻，iLr=Io，uCr=2Ud(最大值)。等效电路如图(d)所示。,T2 t T3阶段：t=T2时，VD

18、1的电流iD1=iLr-Io=0而自然关断，电源对负载供电，iLr=iL=IoIo。等效电路如图(e)所示。,T3 t T4阶段：t=T3时，iLr=iL=Io，uCr=2Ud。使VT1导通，Cr处于放电状态，Lr、Cr将继续谐振。谐振电感电流iLr由正方向谐振衰减，负载电流由iCr提供。iLr到零之后，VDr导通，iLr通过VDr，继续反方向谐振，并将能量回馈电源Ud。在t=T4时刻，电感电流iLr由反方向谐振衰减到零。显然，在iLr反方向运行期间，主开关管VT可以在零电压、零电流下完成关断过程。等效电路如图(f)所示。,T4 t T5阶段：在此期间，VT已关断，VD仍截止，Cr经VT1对负

19、载放电，到 t=T5时，uCr=0。等效电路如图(g)所示。,T5T5后，使VT1关断，则VT1在零电流下完成关断。t=T6时使主开关管VT开通，开始下一个开关周期。等效电路如图(b)所示。,ZCS PWM变换器的工作波形,ZCS PWM变换器保持了ZCS QRC电路中主开关管零电流关断的优点。同时，通过控制辅助开关管的导通时刻控制谐振时刻，因此可像常规PWM那样恒频调节输出电压。零开关PWM变换器的主要缺点是谐振电感串联在主电路中，因此实现ZVS、ZCS的条件与电源电压、负载变化有关。,6.5 谐振直流环逆变器,谐振直流环逆变器是将谐振电路连接在直流输入电源和PWM逆变器之间，当谐振电路工作

20、时，逆变器的端电压在零和直流输入电源电压之间振荡，从而实现逆变器的零电压关断。在采用谐振直流环的软开关技术以后，解决了变流器中电力电子器件在硬开关工作中所引起的电磁干扰、开关损耗大等问题。在三相PWM变流器方面得到广泛应用。,虚框内为桥式并联谐振网络，它由主开关管VT0(VD0)，谐振开关管VTa、VTb、VDa、VDb及谐振电感Lr组成。,谐振直流环的结构,三相逆变器开关器件两端并联的电容可以等效为逆变器两端的电容C。则在VT0、VTa、VTb通断，形成Lr、C谐振过程中就能使电容C两端直流电压为零值，从而在主开关器件VT1VT6需要改变开关状态时，产生零电压开通和零电压、零电流关断的条件。

21、该拓扑具有以下特点：(1)逆变器开关器件可以选择在任何时刻通断，谐振可以在任何时刻进行，便于和逆变器VT1VT6开关器件的PWM控制同步。(2)所有开关器件承受的电压应力不超过Ud。(3)谐振电路的开关动作均在零电压条件下进行。(4)谐振电感Lr不在主回路能量传递通道上，逆变器不换流时Lr不工作，Lr仅用作谐振时的储能元件。(5)谐振电容和每个主开关器件并联，因此，可以利用器件本身的寄生电容作谐振电容或者作为谐振电容的一部分。,图中的所有元器件均假设为理想的，谐振电感Lr远小于负载电感。LrC谐振周期很短，因此，在一个谐振周期中，带有三相感性负载的逆变器从直流母线侧来看可以等效为一恒定的电流源

22、Io，直流电源电压为一个理想的电压源Ud，忽略Lr、C的损耗。因此工作过程可以用图6-8(a)的等值电路来分析。,（1）稳态供电阶段T0，T1。在该阶段，开关管VT0处于通态，等效电路如图6-8(b)所示，VTa、VTb断开，直流电源Ud经过VT0给负载传送能量，电路处于稳定状态，谐振电路不工作。在此阶段谐振电感的电流为零，谐振电容电压uc=Ud，这个阶段的持续时间取决于逆变电路的PWM控制所需的交流输出电压波形的稳定状态的持续时间。,一个完整的谐振开关过程，按电路的状态可划分为7个阶段,(2)能量补充阶段T1，T2。在T1时，使VTa和VTb导通，由于Lr的初始电流为零，uc=Ud，VTa、

23、VTb开通时由于与电感Lr串联因而是软开通。VTa、VTb开通后，Lr的电流线性增加，到达T2时刻时，iLr增加到某一阈值IT，IT使Lr具有足够的能量，维持Lr、C谐振电路完成谐振过程，使电容电压uc谐振过零。在能量补充阶段，由于VT0还在导通，谐振电容电压一直保持为uc=Ud。忽略VTa、VTb的开通时间，谐振电感Lr的电流从零到达IT所需时间：,(3)谐振阶段1T2，T3。在T2时，使VT0关断，等效电路如图6-8(d)所示。这时由于uc=Ud，所以VT0的端电压是零，VT0在零电压关断条件下关断，此后Lr和C开始谐振，在谐振阶段1中，谐振电容的放电电流为Io+iLr，到T3时刻，谐振电

24、容放完所有电量，其两端电压为零。,(4)环流阶段T3，T4。在T3时，VT0已断开，uc=0，iL经VTa、VDb和VTb、VDa续流，等效电路如图6-8(e)所示。在这段时间中使逆变器开关管导通和关断，可使逆变器开关器件在零电压下换相，这段时间的长度取决于逆变桥中开关管的状态转换时间。,(5)谐振阶段2T4，T5。在T4时，关断VTa、VTb，谐振电感电流iL经VDa、VDb供电给电容C及负载Io，等效电路如图6-8(f)所示。在该阶段的初始时刻T4，逆变桥中开关管的状态转换已完成，关断VTa、VTb时，uc=0，因此VTa、VTb在零电压下关断，电感Lr和电容C重新开始谐振，电容电压uc从

25、零谐振上升直到重新达到Ud。,(6)箝位回馈阶段T5，T6。在T5时，电容电压uc已上升到Ud，由于电感电流iLr大于负载电流，因此将继续给电容C充电，uc的电压一旦高于Ud，由于二极管VD0的箝位作用，谐振回路电感中的电流除供给负载外，多余的电流通过VD0回溃给电压源，电感电流逐渐减小，等效电路如图6-8(g)所示。当电感电流减小到等于负载电流时，VT0导通，由电压源和电感电流iLr同时给负载供电。VT0是在零电压和零电流下导通。,(7)续流阶段T6，T7。在T6时，电感电流等于负载电流时，VT0导通，由电压源和电感电流iLr同时给负载供电，等效电路如图6-8(h)所示。电感电流逐渐减少直至到零，VDa、VDb关断。后面回到稳态供电状态。,由前面的分析可知，谐振直流环电路中的所有开关器件均工作在软开关状态，逆变器上的开关器件也可以运行在软开关状态上，降低了系统的开关损耗，减少了开关应力，系统处于高效率运行状态。,各阶段的电压和电流波形,小 结,了解谐振开关和硬开关模式的区别；了解谐振开关变换器的工作原理、开关过程和特点。了解零开关PWM变换器的工作原理、开关过程和特点。了解谐振直流环逆变器的工作原理、开关过程和特点。,