Chap 高频开关整流器上课用课件.ppt

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1、,第五章 高频开关整流器,5.1 高频开关整流器的组成,5.3三相网侧整流及三相预调级,5.2单相高功率因数预调级,5.4大功率DCDC变换级,5.5整流模块并联运行,5.6开关型整流器的部分性能,第五章 高频开关整流器,5.1 高频开关整流器的组成,5.3三相网侧整流及三相预调级,5.2单相高功率因数预调级,5.4大功率DCDC变换级,5.5整流模块并联运行,5.6开关型整流器的部分性能,511 影响主电路方案的因数 影响大功率串通信用整流器主电路方案的主要因素如下： (1)输入输出电压、电流范围与半导体器件规格的配合， (2)电路的可靠性，工作范围的适应性。 (3)减小体积、重量和提高效率

2、：减小损耗可减小散热器尺寸和重量。例如，采用软开关技术，减小开关损耗、采用低导通压降的器件(如同步整流器)，减小输出低电压的电源的损耗等。(4)减小对电网的污染。提出整流器要有高的输入功率因数，小的倒灌(设备影响电网的)噪声电压。为此，许多电路设置了高频开关工作的功率因数校正电路*,512 高频开关整流器常用电路的组成,图5.2 单相开关整流器主电路一例,5.1.3 研究和发展方向,1交流输入功率因数校正,2功率因数校正DC-DC单级变换器,3功率因数校正AC-DC单级变换器,图5.3 发展中的电路框图a)交流输入功率因数校正b)功率因数校正DCDC单级变换器c)功率目数校正ACDC单级变换器

3、,第五章 高频开关整流器,5.1 高频开关整流器的组成,5.3三相网侧整流及三相预调级,5.2单相高功率因数预调级,5.4大功率DCDC变换级,5.5整流模块并联运行,5.6开关型整流器的部分性能,WHYPFC？,感容滤波的二极管整流电路常常加入小电感成为感容滤波电路；ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。二极管的导通时间也相应地延长。图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a） 电路图 b）波形,电容滤波的不可控整流电路,整流电路的谐波和功率因数,概述：许多电力电子装置要消耗无功功率，会对公用电网带来不利影响： 电力电子装置还会产生谐波，对公用

4、电网产生危害； 许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐波的规定。国家标准（GB/T14549-93）电能质量 公用电网谐波从1994年3月1日起开始实施。,无功功率（reaction power）对电网的影响：无功功率会导致电流增大和视在功率增加，导致设备容量增加；无功功率增加，会使总电流增加，从而使得设备和线路的损耗增加；无功功率使线路压降增大，冲击性无功负载还会使电压剧烈波动。,谐波（harmonics）对电网的危害：谐波使电网中的元件产生附加的谐波损耗，降低发电、输电及用电效率，大量的3次谐波流过中性线会使线路过热甚至发生火灾。谐波影响各种电气设备的正常工作，使电

5、机发生机械振动、噪声和过热，使变压器局部严重过热，使电容器、电缆等设备过热、使绝缘老化、寿命缩短以致损坏；谐波会引起电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，会使上述1）和2）两项的危害大大增加，甚至引起严重事故；谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并使电气测量仪表计量不准确；谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量，重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。,5.2.1 功率因数及校正的概要,谐波在供电系统中，我们总是希望电压和电流一直保持正弦波形。当正弦波电压施加在线性无源器件电阻、电感和电容上时，其电流和电压分别为比例、积分和微分关系，但仍为同频的正弦波。如果正

6、弦波电压施加在非线性电路上时，电流就成为非正弦波，非正弦波电流在电网阻抗上产生压降，会使电压波形也变为非正弦波。当然，非正弦波电压施加在线性电路上时，电流也是非正弦的。,1）非正弦电压一般满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数基波（fundamental）在傅里叶级数中，频率与工频相同的分量谐波频率为基波频率大于1整数倍的分量，即2,3,4,N次谐波谐波次数谐波频率和基波频率的整数比n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示）电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为,5.2.1.1 功率因数的定义及参数,注：Ih为总

7、谐波电流有效值。狄里赫利条件：周期函数在一个周期内连续或只有有限个第一类间断点，并且至多只有有限个极值点。,2. 功率因数1) 正弦电路中的情况 电路的有功功率P就是其平均功率： 视在功率S为电压、电流有效值的乘积，即S=UI 无功功率Q定义为： Q=U I sin 功率因数 定义为有功功率P和视在功率S的比值： 此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系： 功率因数是由电压和电流的相位差 决定的： =cos ,非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数 仍由正弦情况的公式定义。公用电网中，通常电压的波形畸变很小，而电流波形的畸变可能很大。因此，不

8、考虑电压畸变，研究电压波形为正弦波、电流波形为非正弦波的情况有很大的实际意义。设正弦波电压有效值为U，畸变电流有效值为I，基波电流有效值及与电压的相位差分别为I1和 1。这时有功功率为： P=U I1 cos1 功率因数为：,基波因数 =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比位移因数（基波功率因数）cos 1非正弦电路的无功功率定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义一种简单的定义是仿照式（2-63）给出的： 这样定义的无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受，但该定义对无功功率的描述很粗糙。,也可仿照式（2-61）定义无功功率，为和式（2-67）区别，采用符号Qf，

9、忽略电压中的谐波时有：Q f =U I 1 sin 1 在非正弦情况下， ，因此引入畸变功率D，使得： 比较上面两式，可得： 忽略电压谐波时 这种情况下，Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。,1. 单相桥式全控整流电路 忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感L为足够大。将电流i2分解为傅里叶级数，可得： 变压器二次侧电流谐波分析： 基波和各次谐波有效值为： n=1,3,5, 电流中仅含奇次谐波；各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。,带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,图2-6 单相全控桥带电感性负载时的电路及波形

10、,功率因数计算 基波电流有效值为 i2的有效值I= Id，结合上式可得基波因数为 电流基波与电压的相位差就等于控制角 ，故位移因数为 所以，功率因数为,带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析,5.2.1.2 电容滤波整流器的功率因数,1电容滤波整流器功率因数低的原因,图4 电容滤波整流器输入尖峰电流的形成a)电容滤波整流器电路一例b)电容滤波整流器波形,1)峰值因数(CF，Crest Fact。r)为峰值与有效值之比，对图54b中i波形有,(5-6),Ip瞬时电流峰值。,2)功率因数(PF)与导电角 的关系(推导从略)近似为,(5-7),例如， 时，求得CF3.16。电源阻抗越小，

11、也越小，CF越大,例如， 时，求得PF0.689； 时，求得PF0.622。可见PF甚小。,2低功率因数的危害性 (1)大的尖峰电流使电网内阻抗电压降增大，使电压波形出现平顶波趋势，污染电网 (2)谐波电流产生电磁干扰，于扰通信、计算机、电视机、收音机等设备的正常运行 (3)输入电流有效值大，要求更大容量的断路器、传输线及配电变压器等供电设备。 (4)波形系致(即，有效值平均值)明显大于正弦波的1.11，使功率损耗增大。 (5)若由开关型交流电源设备如交流不间断电源(UPS)，后述供电时，峰值电流大意味着瞬时过载倍数大，影响设备可靠性，故峰值因数(CF)要加以限制。,5 .2.1.3 有源功率

12、因数校正原理 功率因数校正(PFC)分为有源和无源两类。无源功率因数校正用大容量电容或Lc滤波器，其重量和体积相对很大，且无法实现单位功率因数(UPF)，从略。,有源功率因致校正(APFC)又称为开关型补偿法。常用的高频有源功率因数校正(预调节)由升压型(BOOST)电路组成.,APFC的原理框图,APFC开关电源双级电路原理框图,电流控制技术 电流控制技术是APFC技术中最关键的技术。实现APFC的方法最常用的有三种，即电流峰值控制，电流滞环控制，以及平均电流控制。 本节以Boost功率因数校正器的控制为例，说明这三种方法的基本原理，假设工作模式为CCM。表给出了这三种方法的基本特点。,表

13、常用的三种PFC电流控制方法,电流峰值控制的boost功率因数校正器电路原理图,电流峰值控制的电感电流波形图,由上图可见，当电感电流峰值按工频变化，从零变化到最大值时，占空比d逐渐由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5；因此有可能产生次谐波振荡，为了防止次谐波振荡的出现，必须在比较器的输入端加一个斜率补偿函数或称斜坡补偿函数，以便在占空比广泛变化范围内，电流能稳定工作。,2、电流滞环控制技术 用电流滞环控制的Boost功率因数校正器电路原理图如下图所示。 比较图可以看出电流滞环控制方法与电流峰值控制方法的差别：电流滞环检测的电流是电感电流，并且多了一个滞环逻辑控制器。

14、,电流滞环控制的Boost功率因数校正器电路原理图,滞环法控制的电感电流波形,3、平均电流控制技术图5-6是用平均电流控制的Boost功率因数校正器电路原理图。它的主要特点是用电流误差放大器CA代替图2-5和图2-7中的电流比较器COMP。平均电流控制原来是用在开关电源中形成电流内环，以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现在将平均电流法应用于功率因数校正，它是以输入整流电压和输出电压放大信号的乘积为电流基准，并且电流环调节输入电流平均值，使之与输入电压同相位并接近正弦波。,输入电流信号被检测，与基准电流比较后，其高频分量(例如50kHz)的变化，通过电流误差放大器，被平均

15、化处理。放大后的平均误差电压与锯齿波斜坡比较后，给开关驱动信号，并决定了其应有的占空比。于是电流误差被迅速而精确地校正。由于电流环有较高的增益带宽积，使跟踪误差产生的总谐波畸变THD小于1，容易实现接近于1的功率因数。,图5-6 平均电流控制的Boost功率因数校正器电路原理图,图5-7 平均电流控制的电感电流形图,图5-8 UC3854控制的Boost PFC,5.2.3 单相零电压开通高功率因数预调级,零电压开通升压型变换路,(1) (t0-t1)期间，驱动辅助开关管VT2开通，等效电路见下图，Uo加在Lr上，使电流iLr从零线性增长，iVD1的电流线性减小，到t1瞬时iLr=Ii,iVD

16、1电流减小到零实现软关断。 T1-t0的时间间隔:,t0以前，正是上一个开关周期的电感Lf升压，整流二极管VD1导通，输出电流的时期，此时UDS(VT1)=Uo,(2) t1一t2期间，cr谐振放电，icr为负的正弦波形，等效电路见图见下图：iLr=Ii+icr在Ii的基础上按正弦波形增长，Cr电压按余弦波形下降，t2瞬时的电压Ucr为零，t1-t2谐振时间间隔T1-2为辅助电路谐振周期的l4即:,（3）t2-t3期间，VTl的反并联二极管开通，iVT1为负，电压保持为“零”，满足ZVS条件，见下图：t3瞬时，VTl的驱动电压脉冲为高电平。VT2和VT1的门驱动电压脉冲前沿之间的延时为：,(4)t3-t4期间，VTl开通，VT2关断Lr升压使二极管VD2开通，iLr向Uo放能，见下图。谐振电感Lr的能量送给负载利用，iLr线性下降，t4瞬时降到零，VD2阻断。另一方面，反并联二极管电流减小至零后，iVT1变正，并上升到Ii。,(5)t4-t5期间，VT1继续开通，电路工作在PWM升压型变换器Lf储能的工作状态，见下图。,(6)t5-t6期间，VTl关断，cr被Ii线性充电，见下图，直到电压uo。,(7)t6期-t7期间：VTl继续关断，Lf放能，升压到Uo，VD1开通，Ii对Uo供电，见图 。T0瞬时，vT2再次开通，开始另一个开关周期。,