移动通信的传播特性课件.pptx

《移动通信的传播特性课件.pptx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《移动通信的传播特性课件.pptx（209页珍藏版）》请在三一办公上搜索。

1、第3章 移动信道的传播特性,3.1 无线电波传播特性 3.2 移动信道的特征 3.3 陆地移动信道的传输损耗 3.4 移动信道的传播模型 思考题与习题,概述,无线信道研究的重要性无线信道的研究方法无线信道的研究目的,1.电磁场和电磁波,电磁波在传播中携带有能量，可以作为信息的载体，这就为无线电通信、广播、电视、遥感等技术开阔了道路。电磁波不需要依靠介质传送（这一点非常重要！），各种电磁波在真空中的传输速度是固定的，速度为光速。光波本身就是电磁波，无线电波也具有和光波同样的特性，比如当它通过不同介质时，也会发生折射、反射、绕射、散射和吸收等现象。电磁波为横波，电磁波的磁场、电场及其行进方向三者互

2、相垂直。,如果把每个波段的频率由低至高依次排列的话，它们是工频电磁波、无线电波、微波、红外线、可见光、紫外线、X射线及射线。,1.电磁场和电磁波,无线通信中经常会提到“射频”，射频就是射频电流，简称RF，它是一种高频交流变化电磁波的简称。在电磁波频率低于100KHz时，电磁波会被地表吸收，不能形成有效的传输。但电磁波频率高于100KHz时，电磁波可以在空气中传播，形成远距离传输能力，无线通信就是采用射频传输方式的。我们有时也把具有远距离传输能力的高频电磁波称为射频信号。,1.电磁场和电磁波,电磁波的传播主要有以下特性，这些特性与无线通信密切相关。趋肤效应自由空间损耗吸收反射,1.电磁场和电磁波

3、,2.无线信道研究的重要性,无线电波传播特性直接关系到通信设备的性能，天线高度的确定，通信距离的估算。多径 、时变、衰落,111,9,3. 无线信道的研究方法,理论分析实测法模拟法,4. 无线信道的研究目的,最终要解决：无线信号在移动信道中可能发生的变化及发生变化的原因，从而找出措施来克服这些不利影响。,3.1.1 电波的传播方式,图3-1 典型的电波传播通路,3.1.2 直射波,移动通信系统的无线传播主要是利用了电磁波的直射波和反射波。在设计移动通信系统或对移动通信系统的覆盖进行分析时，研究电磁波的传播是非常重要的，这主要有以下两个原因：第一，用于计算不同覆盖小区的信号强度。在大多数情况下，

4、每个覆盖区域从几百米到几公里，覆盖信号包括直达波和反射波。第二，用于计算相同和相邻信道之间的干扰。移动通信系统由于采用频率复用技术，同频和邻频干扰是必须解决的问题。,3.1.2 直射波,电磁波在真空中的传播称为自由空间传播。直射波可近似按自由空间传播来考虑。自由空间的传播衰耗Lfs定义为：,(式3-1),式中，是电磁波的波长，d是收发天线间距离。,直射波的传播途径如图3-1中路径2所示。直射波传播距离一般限于视距范围。在传播过程中，它的强度衰减较慢，超短波和微波通信就是利用直射波传播的。,3.1.2 直射波, 自由空间传播的场强计算 ：电波在自由空间中的传播模型可用图3-2来模拟。,图3-2

5、各向同性辐射器在自由空间的辐射,3.1.2 直射波,在O点有一个各向同性的辐射器，假设其辐射功率为Pt，从电磁场理论知道，在距离波源为d处的功率密度如下：,（式3-2）,同时，功率密度可写成：,（式3-3）,3.1.2 直射波,式中，Em、Hm分别为电场强度和磁场强度的振值；Eo、Ho分别为电场强度和磁场强度的有效值。因（式2-2）和（式2-3）相等，故可得：,（式3-4）,式中Pt和d的单位分别为W和m。,3.1.2 直射波,通常场强以分贝（dB）表示，并取场强1v/m为0参考点（dBv/m，简称dB），则：,（式3-5）,式中，Pt为辐射功率（W），d为距离（km）。,3.1.2 直射波,

6、以上的辐射器为各向同性辐射器，若辐射器有方向性，则可设其方向性系数为Dt，有：,（式3-6）,或,（式3-7）,3.1.2 直射波,自由空间的传播损耗,研究传播损耗，首先要研究两个天线在自由空间（各向同性、无吸收、电导率为零）的均匀介质条件下的特性。,3.1.2 直射波,在研究电磁波传播时，收信机接收的信号电平是一个主要特性。由于传播路径和地形干扰，传播信号会减小，这种信号强度的减小称为传播损耗。,二、自由空间的传播衰耗,什么是自由空间：无源、理想、均匀、线性、各向同性。自由空间是指相对介电常数和导磁率为1的均匀介质所存在的空间, 该空间具有各向同性、电导率为零的特点, 它是一种理想的传播环境

7、。 电波在自由空间传播时与在真空中传播一样, 只有直线传播的扩散损耗。 电波沿直线传播，不被吸收，不反射、折射、绕射、散射（能量无损失）,自由空间的传播损耗,传播损耗Lo是指发信天线的辐射功率Pt与收信机输入功率Pr 之比，即：,（式3-8）,自由空间传播损耗是指收、发天线都是各向同性辐射器时，两者之间的传播损耗。,3.1.2 直射波,电波由各向同性发信天线辐射后，经传播距离d到达信点，由式（3-2）可计算其功率密度S值。收信天线接收的功率为：,（式3-9）,式中A为收信天线的有效面积。对于各向同性收信天线来说，,（式3-10）,式中为工作波长（m）。,3.1.2 直射波,自由空间的传播衰耗（

8、发散衰耗）:发射点处的发射功率：PT 接收机输入功率 传播衰耗,由式（3-1）可得自由空间传播损耗为：,（式3-11）,该式若以dB表示，则：,（式3-12）,式中，f为工作频率（MHz），d为传播距离（Km）。,3.1.2 直射波,按上式画出频率为150MHz、450MHz和900MHz的自由空间传播损耗Lo与距离d的关系，如图3-3所示：,图3-3 自由空间,由于横坐标采用对数尺度，故损耗（dB）与距离呈现直线关系。同时，由（式3-12）可，自由空间的电波传播损耗只与工作频率f和传播距离d有关。由（式3-12）可推算出，在该公式的适用范围内，若将f或d增大一倍，则损耗将分别增加6dB。,3

9、.1.2 直射波, 大气折射,在不考虑传导电流和介质磁化的情况下，介质折射率n与相对介电系数r的关系为：,（式3-13）,众所周知，大气的相对介电系数r不是恒定的，它与温度、湿度和气压有关。因此，大气高度不同，r也不同，即dn/dh也是不同的。,3.1.3 大气中的电波传输,根据折射定律，设c为光速，则电波传播速度v与大气折射率n成反比，即：,（式3-14）,这种由大气折射率引起电波传播方向发生弯曲的现象，称为大气对电波的折射。,3.1.3 大气中的电波传输,我们用“地球等效半径”来表征大气折射对电波传播的影响，即认为电波依然按直线方向行进，只是地球的实际半径Ro（6.37106m）变成了等效

10、半径Re，Re与Ro之间的关系为：,（式3-15）,式中，k称作地球等效半径系数。,3.1.3 大气中的电波传输,显然（式3-15）中，若当dn/dh1，ReRo。在标准大气折射情况下，即当dn/dh410-8（1/m），等效地球半径系数k=4/3，等效地球半径Re=8500km。,3.1.3 大气中的电波传输, 视距传播,视距传播的极限距离可由图3-4计算：,图3-4 视距离传播极限距离,3.1.3 大气中的电波传输,设发射与接收天线的高度分别为ht和hr，两个天线顶点的连线AB与地面相切于C点。由于地球等效半径Re远远大于天线高度，不难证明，自发射天线顶点A到切点C的距离d1为：,（式3-

11、16）,3.1.3 大气中的电波传输,同理，由切点C到接收天线顶点B的距离d2为：,（式3-17）,可见，视线传播的极限距离d为：,（式3-18）,3.1.3 大气中的电波传输,在标准大气折射情况下，Re=8500km，故：,（式2-19）,式中，ht和hr的单位是m，d的单位是km。,3.1.3 大气中的电波传输,3.1.4 障碍物的影响与绕射损耗,绕射损耗：电波在直射传播的路径上可能存在山丘、建筑等障碍物，这些障碍物会引起除了自由空间传播损耗外的附加损耗，这种附加损耗称为绕射损耗。,设障碍物与发射点T、接收点R的相对位置如图2-5所示。图中x表示障碍物顶点P至连线TR的距离，在传播理论中称

12、作费涅尔余隙。,图3-5 障碍物与余隙,由费涅尔绕射理论可得障碍物引起的绕射损耗与费涅尔余隙的关系如图2-6所示：,图2-6 绕射损耗与余隙关系,图中横坐标为x/x1，其中x1称为费涅尔半径，并由下式（2-20）求得：,（式3-20）,式中d1、d2如图2-6所示， 为电波波长。,2.1.5 反射波,不同界面的反射特性用反射系数R表征，它定义为反射波场强与入射波场强的比值，R可表示为：,（式2-21）,式中R为反射点上反射波场强与入射波场强的振幅比值，代表反射波相对于入射波的相移。,图 3 - 5 反射波与直射波,实际的反射路径、直射路径的电波相位差可由两者间的路径差计算而得：,（式2-22）

13、,式中，2/称为相移常数，决定于工作波长，d为两路径的差值。,3.2 移动信道特征,建筑物反射波 绕射波 直达波 地面反射波,在UHF频段，从发射机到接收机的电磁波的主要传播模式是从建筑物平面反射或从人工、自然物体绕射,快衰落,在一个典型的无线移动通信环境中，由于接收机与发射机之间的直达路径很可能被建筑物或其它物体所阻碍，所以在无线基站与移动台之间的通信不都是通过直达路径而是还通过许多其它路径完成的。在微波频段，从发射机到接收机的电磁波的主要传播模式是散射，即从建筑物平面或从人工自然物体的反射。到达接收机的所有信号分量合成产生一个合成波，它的信号的强度根据各分量的相对变化而增加或减小。合成场强

14、在移动几个车身长的距离中可能会有20-30dB（100-1000倍）的衰落，其最大值和最小值发生的位置大约相差1/4波长。大量传播路径的存在就产生了所谓的多径现象，合成波的幅度和相位随移动台的运动产生很大的起伏变化，通常把这种现象称为多径衰落或快衰落，多径衰落在性质上属于一种快速变化。,慢衰落,大量研究结果表明，移动台接收的信号场强中值随着地区位置改变出现较慢的变化，这种变化称为慢衰落。它主要是由阴影效应引起的，所以也称作阴影衰落。电波传播路径上遇有高大建筑物、树林、地形起伏等障碍物的阻挡就会产生电磁场的阴影。当移动台通过不同障碍物阻挡所造成的电磁场阴影时，接收场强中值就会变化，变化的大小取决

15、于障碍物状况和工作频率，变化速率不仅和障碍物有关，而且与移动台的速度有关。,无线移动通信信道,可以由长期慢衰落和短期快衰落来表征。两种衰落都与接收机天线的位移有关。接收机接收的信号：r(t)m(t)ro(t) m(t)：长期慢衰落，即本地平均或对数正态衰落分量。 ro(t)：短期快衰落，即多径或瑞利衰落分量。阴影效应长期慢衰落（宏观中值变化）提高通信可靠概率多径传播短期快衰落（微观）功率储备恶化量,图 3 8 移动台接收N条路径信号,3.2.2 多径效应与瑞利衰落,在陆地移动通信中， 移动台往往受到各种障碍物和其它移动体的影响， 以致到达移动台的信号是来自不同传播路径的信号之和， 如图 3 -

16、 8 所示。,图 3 8 移动台接收N条路径信号,多普勒效应：它是由于接收用户处于高速移动中比如车载通信时传播频率的扩散而引起的，其扩散程度与用户运动速度成正比。这一现象只产生在高速(70km/h)车载通信时，而对于通常慢速移动的步行和准静态的室内通信，则不予考虑。,(3 - 32),假设基站发射的信号为,式中， w0为载波角频率， 0为载波初相经反射(或散射)到达接收天线的第i个信号为Si(t)， 其振幅为i, 相移为i。,(3 - 33),式中， v为车速， l为波长， fm为qi=0时的最大多普勒频移， 因此Si(t)可写成,(3 - 34),假设Si(t)与移动台运动方向之间的夹角为q

17、i, 其多普勒频移值为,经反射(或散射)到达接收天线的第i个信号为Si(t)， 其振幅为ai, 相移为fi。,快衰落满足瑞利分布,包络统计特性,瑞利（Rayleigh）衰落指在无直射波的N个路径传播是，若每条路径的信号的幅度为高斯分布，相位在02p为均匀的合成信号包络分布。,图 3 - 9 瑞利分布的概率密度,当r=时， p(r)为最大值， 表示r在值出现的可能性最大。 由式(3 - 44)不难求得,(3 - 48),当r= 1.177时， 有,(3 - 49),信号包络低于的概率为,同理， 信号包络r低于某一指定值k的概率为,(3 - 50),图 3 - 10 瑞利衰落的累积分布,包络统计特

18、性,瑞利（Rayleigh）衰落指在无直射波的N个路径传播是，若每条路径的信号的幅度为高斯分布，相位在02p为均匀的合成信号包络分布。莱斯（Rician）分布指含有一个强直射波的N个路径传播时，若每条路径的信号幅度为高斯分布，相位在02p为均匀的合成信号包络分布。,尽管瑞利和莱斯分布确实能够在很多情况下对信号通过衰落信道后的包络进行很好的建模，然而，在实际的无线环境测试中，发现Nakagami分布提供了更好的与实际测试的匹配度。与莱斯分布比较，Nakagami分布并不需要假设直射条件。,Nakagami分布m=1，瑞利分布m=0.5，单边指数分布 莱斯分布,衰落特性的数字特征瞬时幅度特性,多径

19、移动会产生严重衰落平1、 电平通过率 2、 衰落深度 反映衰落偏离中值的程度。3、 衰落速率4、 衰落持续时间及其分布,阴影衰落（慢衰落）,定义：阴影衰落是长期衰落（大尺度衰落）。是移动无线通信信道传播环境中的地形起伏、建筑物及其他障碍物对电波传播路径的阻挡而形成的电磁场阴影效应。阴影衰落的信号电平起伏是相对缓慢的，又称慢衰落。特点：衰落和无线电传播地形和地物的分布、高度有关。衰落速率与工作频率无关,3.2.3 慢衰落特性和衰落储备,慢衰落满足高斯分布（正态分布）,在移动信道中，由大量统计测试表明： 信号电平发生快衰落的同时，其局部中值电平还随地点、时间以及移动台速度作比较平缓的变化，其衰落周

20、期以秒级计，称作慢衰落或长期衰落。慢衰落近似服从对数正态分布。所谓对数正态分布， 是指以分贝数表示的信号电平为正态分布。此外， 还有一种随时间变化的慢衰落， 它也服从对数正态分布。 这是由于大气折射率的平缓变化， 使得同一地点处所收到的信号中值电平随时间作慢变化， 这种因气象条件造成的慢衰落其变化速度更缓慢(其衰落周期常以小时甚至天为量级计)， 因此常可忽略不计。,统计特性局部均值：近似服从对数正态分布,图 3 - 11 信号慢衰落特性曲线 (a) 市区； (b) 郊区,为研究慢衰落的规律， 通常把同一类地形、 地物中的某一段距离(12km)作为样本区间， 每隔20m(小区间)左右观察信号电平

21、的中值变动，以统计分析信号在各小区间的累积分布和标准偏差。图3 - 11(a)和(b)分别画出了市区和郊区的慢衰落分布曲线。绘制两种曲线所用的条件是：图3-11(a)中，基站天线高度为220m, 移动台天线高度为3m; 图 3-11(b)中， 基站天线高度为60m, 移动台天线高度为3m。由图可知，不管是市区还是郊区，慢衰落均接近虚线所示的对数正态分。 标准偏差取决于地形、地物和工作频率等因素，郊区比市区大，也随工作频率升高而增大，如图 312所示。,图 3 - 12 慢衰落中值标准偏差,图 3 - 13 衰落储备量,图 3 - 13 示出了可通率T分别为90%、 95%和99%的三组曲线，根

22、据地形、地物、工作频率和可通率要求，由此图可查得必须的衰落储备量。 例如： f=450MHz， 市区工作， 要求T=99%， 则由图可查得此时必须的衰落储备约为22.5dB。,移动无线信道是弥散信道。 电波通过移动无线信道后，信号在时域上或在频域上都会产生弥散，使本来分开的波形资时间上或在频谱上产生交叠，产生衰落失真。 多径效应在时域上引起信号的时延扩展。 多普勒效应在频率上引起频谱扩展。,3.2.4 多径时散与相关带宽,1. 多径时散多径效应在时域上将造成数字信号波形的展宽， 为了说明它对移动通信的影响， 首先看一个简单的例子(参见图3- 14)。,3.2.4 多径时散与相关带宽,图 3 -

23、 14 多径时散示例,假设基站发射一个极短的脉冲信号Si(t)=a0d(t)， 经过多径信道后， 移动台接收信号呈现为一串脉冲， 结果使脉冲宽度被展宽了。这种因多径传播造成信号时间扩散的现象， 称为多径时散。必须指出， 多径性质是随时间而变化的。 如果进行多次发送脉冲试验， 则接收到的脉冲序列是变化的， 如图 3 - 15 所示。 它包括脉冲数目N的变化、 脉冲大小的变化及脉冲延时差的变化。,图 3 - 15 时变多径信道响应示例 (a) N=3; (b) N=4; (c) N=5,一般情况下， 接收到的信号为N个不同路径传来的信号之和， 即,(3 - 51),式中， ai是第i条路径的衰减系

24、数；ti(t)为第i条路径的相对延时差。,实际上，情况比图 3 - 15 要复杂得多，各个脉冲幅度是随机变化的，它们在时间上可以互不交叠，也可以相互交叠， 甚至随移动台周围散射体数目的增加，所接收到的一串离散脉冲将会变成有一定宽度的连续信号脉冲。根据统计测试结果，移动通信中接收机接收到多径的时延信号强度大致如图 3 - 16 所示。,图 3 - 16 多径时延信号强度,图中，t是相对时延值； E(t)为归一化的时延强度曲线， 它是以不同时延信号强度所构成的时延谱，也有人称之为多径散布谱。图中，t=0表示E(t)的前沿。E(t)的一阶矩为平均多径时延 ； E(t)的均方根为多径时延散布(简称时散

25、)， 常称作时延扩展， 记作。,(3 - 52),(3 - 53),式中，表示多径时延散布的程度。越大，时延扩展越严重；越小，时延扩展越轻。最大时延tmax是当强度下降30dB时测定的时延值，如图 3-16 所示。,表 3 - 1 多径时散参数典型值,频率选择衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率有关，即传输信道中对信号中不同频率成分有不同的随机的响应，由于信号中不同频率分量衰落不一致。所以衰落信号波形将产生失真。非频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率无关，即信号经过传输后，各频率分量所爱的衰落具有一致性，因而衰落信号的波形不失真。,时延扩展，频率选择性衰落,2. 相关带宽,(3 -

26、54),2. 相关带宽从频域观点而言，多径时散现象将导致频率选择性衰落， 即信道对不同频率成分有不同的响应。 若信号带宽过大，就会引起严重的失真。 为了说明这一问题，先讨论两条射线的情况，即如图3-17 所示的双射线信道。 为分析简便，不计信道的固定衰减，用”1”表示第一条射线，信号为Si(t); 用“2”表示另一条射线，其信号为rSi(t)ej(t)，这里r为一比例常数。 于是，接收信号为两者之和， 即,图 3 - 17 双射线信道等效网络,图 3 - 17 所示的双射线信道等效网络的传递函数为,信道的幅频特性为,(3 - 55),当(t)=2n时(n为整数)， 双径信号同相叠加， 信号出现

27、峰点； 而当(t)=(2n+1)时， 双径信号反相相消， 信号出现谷点。,图 3 - 18 双射线信道的幅频特性,根据式(3 - 55)画出的幅频特性如图 3 - 18 所示。,由图可见， 其相邻两个谷点的相位差为,则,或, =(t) = 2,由此可见，两相邻场强为最小值的频率间隔是与相对多径时延差(t)成反比的，通常称Bc为多径时散的相关带宽。 若所传输的信号带宽较宽，以至与Bc可比拟时，则所传输的信号将产生明显的畸变。,式中， 为时延扩展。,(3 - 56),工程上， 对于角度调制信号， 相关带宽可按下式估算：,时延扩展和相关带宽的关系相关带宽的意义从频域来看，多径现象将导致频率选择性衰落

28、，即信道对不同频率成分有不同的响应。在相关带宽内，信号传输失真小，若信号带宽超过相关带宽，将产生较大失真和符号间串扰。信号传输速率受多径时延的限制。,信号通过时，是出现频率选择性衰落还是平坦衰落，就取决于信号本身的带宽对于数字移动通信来说：当码元速率较低时，信号带宽远小于信道相关带宽时，信号通过信道传输后各频率分量的变化具有一致性，则信号波行不失真，无码间串扰。此时的衰落为平坦衰落；当码元速率较高；信号带宽大于相关带宽时，信号通过信道传输后各频率分量的变化是不一致的，将引走波的失真，造成码间串扰，此时的衰落为频率选择性衰落。,频率扩展，时间选择性衰落,这种衰落是由于多普勒效应引起的，并且发生在

29、传输波形的特定时间段上，换句话说，就是信道在时域具有选择性，因而，这种衰落又称为时间选择性衰落，其速率就是Tc，时间选择性衰落对数字信号的误码性能有明显的影响，为了减少其影响，要求码元速率远大于衰落节拍的速率。,多普勒扩展和相关时间的关系相关时间的意义当发送信号的持续时间TTc，则会产生时间选择性衰落。一般情况下，TTc，多普勒扩展可不考虑。,衰落信道的类型,按多径时延扩展分,平衰落,频率选择性衰落,(1)信号带宽BW 信道带宽BW(2)时延扩展 码元周期T,(1)信号带宽BW 信道带宽BW(2)时延扩展 码元周期T,按多普勒频展分,快衰落,慢衰落,(1)多普勒频展大(2)相干时间 码元时间(

30、3) 信道变化快于基带信号变化,(1)多普勒频展小(2)相干时间 码元时间(3) 信道变化慢于基带信号变化,3.3.2 地形环境分类,地形特征定义地形分类传播环境分类,3.3 陆地移动信道的传输损耗,1. 地形特征定义,地形波动高度h沿通信方向，距接收地点10公里范围内，10高度线与90高度线之高度差,天线有效高度hb移动台天线基站天线：沿电波传播方向，距基站315公里范围内平均地面高度以上的天线高度。,图 3 - 22 基站天线有效高度(hb),地形分类,准平坦地形：以中等起伏地形作传播基准。所谓中等起伏地形，是指在传播路径的地形剖面图上，地面起伏高度不超过20m，且起伏缓慢，峰点与谷点之间

31、的水平距离大于起伏高度。不规则地形：其它地形如丘陵、孤立山岳、斜坡和水陆混合地形等统称为不规则地形。,传播环境分类,开阔地区：在电波传播的路径上无高大树木、 建筑物等障碍物， 呈开阔状地面， 如农田、 荒野、 广场、 沙漠和戈壁滩等。 郊区：在靠近移动台近处有些障碍物但不稠密， 例如，有少量的低层房屋或小树林等。市区： 有较密集的建筑物和高层楼房。中小城市地区大城市地区,3.3.3 中等起伏地形上传播损耗的中值 1. 市区传播损耗的中值 在计算各种地形、 地物上的传播损耗时， 均以中等起伏地上市区的损耗中值或场强中值作为基准， 因而把它称作基准中值或基本中值。由电波传播理论可知， 传播损耗取决

32、于传播距离d、 工作频率f、基站天线高度hb和移动台天线高度hm等。 在大量实验、统计分析的基础上，可作出传播损耗基本中值的预测曲线。 图3-23 给出了典型中等起伏地上市区的基本中值Am(f, d)与频率、 距离的关系曲线。,图上，纵坐标刻度以dB计，是以自由空间的传播损耗为0 dB的相对值。换言之，曲线上读出的是基本损耗中值大于自由空间传播损耗的数值。由图可见，随着频率升高和距离增大， 市区传播基本损耗中值都将增加。图中曲线是在基准天线高度情况下测得的，即基站天线高度hb=200m，移动台天线高度hm=3 m。,图 3 - 23 中等起伏地上市区基本损耗中值,如果基站天线的高度不是200m

33、,则损耗中值的差异用基站天线高度增益因子Hb(hb,d)表示。图 3-24(a)给出了不同通信距离d时，Hb(hb, d)与hb的关系。显然，当hb200m 时， Hb (hb, d)0 dB；反之，当hb200 m时，Hb(hb, d)0 dB。,图 3 - 24 天线高度增益因子(a) 基站Hb(hb, d); (b) 移动台Hm(hm, f),同理，当移动台天线高度不是3m时，需用移动台天线高度增益因子Hm(hm,f)加以修正，参见图 3-24(b)。 当hm 3 m时，Hm(hm, f)0 dB； 反之， 当hm3m时，Hm(hm, f)0 dB。由图3-24(b)还可见，当移动台天线

34、高度大于5 m以上时， 其高度增益因子Hm(hm,f)不仅与天线高度、频率有关，而且还与环境条件有关。例如，在中小城市， 因建筑物的平均高度较低，故其屏蔽作用较小，当移动台天线高度大于4m时， 随天线高度增加， 天线高度增益因子明显增大； 若移动台天线高度在14m范围内，Hm(hm,f)受环境条件的影响较小，移动台天线高度增高一倍时，Hm(hm, f)变化约为3 dB。,此外，市区的场强中值还与街道走向(相对于电波传播方向)有关。纵向路线(与电波传播方向相平行)的损耗中值明显小于横向路线(与传播方向相垂直)的损耗中值。 这是由于沿建筑物形成的沟道有利于无线电波的传播(称沟道效应)， 使得在纵向

35、路线上的场强中值高于基准场强中值， 而在横向路线上的场强中值低于基准场强中值。图3-25 给出了它们相对于基准场强中值的修正曲线。,图 3 - 25 街道走向修正曲线,2. 郊区和开阔地损耗的中值 郊区的建筑物一般是分散、 低矮的， 故电波传播条件优于市区。 郊区场强中值与基准场强中值之差称为郊区修正因子，记作Kmr， 它与频率和距离的关系如图 3 - 26 所示。 由图可知， 郊区场强中值大于市区场强中值。 或者说， 郊区的传播损耗中值比市区传播损耗中值要小。,图 3 - 26 郊区修正因子,图 3 - 27 给出的是开阔地、 准开阔地(开阔地与郊区间的过渡区)的场强中值相对于基准场强中值的

36、修正曲线。 Qo表示开阔地修正因子, Qr表示准开阔地修正因子。 显然， 开阔地的传播条件优于市区、 郊区及准开阔地， 在相同条件下， 开阔地上场强中值比市区高近20dB。 为了求出郊区、 开阔地及准开阔地的损耗中值， 应先求出相应的市区传播损耗中值， 然后再减去由图 3 - 26 或图 3 - 27 查得的修正因子即可。,图 3 - 27 开阔地、 准开阔地修正因子,3.3.4 不规则地形上传播损耗的中值 1. 丘陵地的修正因子Kh 丘陵地的地形参数用地形起伏高度h表征。 它的定义是： 自接收点向发射点延伸10 km的范围内， 地形起伏的90%与10%的高度差(参见图3-28(a)上方)即为

37、h。 这一定义只适用于地形起伏达数次以上的情况， 对于单纯斜坡地形将用后述的另一种方法处理。,图 3 - 28 丘陵地场强中值修正因子(a) 修正因子Kh; (b) 微小修正因子Khf,2. 孤立山岳修正因子Kjs 当电波传播路径上有近似刃形的单独山岳时， 若求山背后的电场强度， 一般从相应的自由空间场强中减去刃峰绕射损耗即可。 但对天线高度较低的陆上移动台来说， 还必须考虑障碍物的阴影效应和屏蔽吸收等附加损耗。 由于附加损耗不易计算， 故仍采用统计方法给出的修正因子Kjs曲线。 图 3 - 29 给出的是适用于工作频段为450900MHz、 山岳高度在110350 m范围， 由实测所得的弧立

38、山岳地形的修正因子Kjs的曲线。,图 3 - 29 孤立山岳修正因子Kjs,其中， d1是发射天线至山顶的水平距离， d2是山顶至移动台的水平距离。 图中， Kjs是针对山岳高度H=200m所得到的场强中值与基准场强的差值。 如果实际的山岳高度不为200m， 则上述求得的修正因子Kjs还需乘以系数， 计算的经验公式为,式中， H的单位为m。,3. 斜波地形修正因子Ksp 斜坡地形系指在510km范围内的倾斜地形。 若在电波传播方向上， 地形逐渐升高， 称为正斜坡， 倾角为+m； 反之为负斜坡， 倾角为-m， 如图 3 - 30 的下部所示。,图 3 - 30 斜坡地形修正因子Ksp,4. 水陆

39、混合路径修正因子KS 在传播路径中如遇有湖泊或其它水域， 接收信号的场强往往比全是陆地时要高。 为估算水陆混合路径情况下的场强中值， 用水面距离dSR与全程距离d的比值作为地形参数。 此外， 水陆混合路径修正因子KS的大小还与水面所处的位置有关。 图 3 - 31 中， 曲线A表示水面靠近移动台一方的修正因子， 曲线B(虚线)表示水面靠近基站一方时的修正因子。 在同样dSR/d情况下， 水面位于移动台一方的修正因子KS较大， 即信号场强中值较大。 如果水面位于传播路径中间， 则应取上述两条曲线的中间值。,图 3 - 31 水陆混合路径修正因子,3.3.5 任意地形地区的传播损耗的中值 1. 中

40、等起伏地市区中接收信号的功率中值PP 中等起伏地市区接收信号的功率中值PP(不考虑街道走向)可由下式确定： PP = P0-Am(f,d)+Hb(hb,d)+Hm(hm, f) (3 - 63) 式中， P0为自由空间传播条件下的接收信号的功率， 即,(3 - 64),式中：PT发射机送至天线的发射功率；工作波长；d收发天线间的距离；Gb基站天线增益；Gm移动台天线增益。,Am(f, d)是中等起伏地市区的基本损耗中值， 即假定自由空间损耗为0dB， 基站天线高度为200m, 移动台天线高度为3m的情况下得到的损耗中值， 它可由图 3 - 23 求出。 Hb(hb, d)是基站天线高度增益因子

41、， 它是以基站天线高度200m为基准得到的相对增益， 其值可由图 3 - 24(a)求出。Hm(hm, f)是移动台天线高度增益因子， 它是以移动台天线高度3m为基准得到的相对增益， 可由图 3 - 24(b)求得。 若需要考虑街道走向， 式(3 - 63)还应再加上纵向或横向路径的修正值。,2. 任意地形地区接收信号的功率中值PPC 任意地形地区接收信号的功率中值以中等起伏地市区接收信号的功率中值PP为基础， 加上地形地物修正因子KT， 即 PPC = PP+KT (3 - 65) 地形地物修正因子KT一般可写成 KT = Kmr+Qo+Qr+Kh+Khf+Kjs+Ksp+KS (3 - 6

42、6),式中： Kmr郊区修正因子， 可由图 3 - 26 求得； Qo、 Qr开阔地或准开阔地修正因子， 可由图 3 - 27 求得； Kh、 Khf丘陵地修正因子及微小修正因子， 可由图 3 - 28 求得； Kjs孤立山岳修正因子， 可由图 3 - 29 求得； Ksp斜坡地形修正因子， 可由图 3 - 30 求得； KS水陆混合路径修正因子， 可由图 3 - 31 求得。,任意地形地区的传播损耗中值 LA = LT-KT (3 - 67)式中， LT为中等起伏地市区传播损耗中值， 即 LT = Lfs+Am(f, d)-Hb(hb, d)-Hm(hm, f) (3 - 68),例 3-2

43、 某一移动信道， 工作频段为450MHz， 基站天线高度为50m，天线增益为6dB，移动台天线高度为3m， 天线增益为 0dB；在市区工作，传播路径为中等起伏地， 通信距离为 10km。 试求： (1) 传播路径损耗中值； (2) 若基站发射机送至天线的信号功率为 10W， 求移动台天线得到的信号功率中值。,解 (1) 根据已知条件， KT=0, LA=LT， 式(3-68)可分别计算如下： 由式(3 - 13)可得自由空间传播损耗 Lfs = 32.44+20lgf+20lgd = 32.44+20lg450+20lg10 = 105.5dB,由图 3 - 23 查得市区基本损耗中值 Am(

44、f,d) = 27dB 由图 3 - 24(a)可得基站天线高度增益因子 Hb(hb, d) = -12dB 移动台天线高度增益因子 Hm(hm, f) = 0dB把上述各项代入式(3 - 68)， 可得传播路径损耗中值为 LA = LT = 105.5+27+12 = 144.5dB,(2) 由式(3 - 63)和式(3 - 64)可求得中等起伏地市区中接收信号的功率中值,例3-3 若上题改为郊区工作， 传播路径是正斜坡， 且m=15mrad, 其它条件不变， 再求传播路径损耗中值及接收信号功率中值。 解 由式(3-67)可知LA=LT-KT， 由上例已求得LT=144.5dB。 根据已知条

45、件，地形地区修正因子KT只需考虑郊区修正因子Kmr和斜坡修正因子Ksp，因而 KT = Kmr+Ksp 由图 3 - 26 查得Kmr为 Kmr = 12.5dB,由图 3 - 30 查得Ksp为 Ksp = 3dB所以传播路径损耗中值为 LA = LT-KT = LT- (Kmr+Ksp) = 144.5-15.5 = 129dB接收信号功率中值为 PPC = PT+Gb+Gm-LA = 10+6-129 = -113dBW = -83dBm 或PPC = PP+KT = -98.5dBm+15.5dB = -83dBm,3.4.1 传播损耗预测模型 1. Hata模型 Hata模型是针对3

46、.3节讨论的由Okumura用图表给出的路径损耗数据的经验公式，该公式适用于1501500 MHz频率，范围大于1公里范围的宏小区。 。 Hata将市区的传播损耗表示为一个标准的公式和一个应用于其他不同环境的附加校正公式。,3.4 移动信道的传播模型,OkumuraHata模型是规划软件通常采用的传播模型，适用于1500MHz以下的大于1公里范围的宏小区。 COST231模型适用于15002000MHz，在1km以内预测不准。COST231-hata模型也是奥村等人的测试结果作为依据，通过对较高频段的传播曲线进行分析，得到所建议的公式。,在市区的中值路径损耗的标准公式为(CCIR采纳的建议)L

47、urban(dB)=69.55+26.16lgfc-13.82lghb-a(hb)+(44.9-6.55lghb)lgd,（3-69）,fc是在1501500MHz内的工作频率； hb是基站发射机的有效天线高度（单位为m， 适用范围30200 m）， 其定义为天线相对海平面高度hts减去距离从3 km到15 km之间的平均地面高度hga; hre是移动台接收机的有效天线高度(单位为m， 适用范围110 m); d是收发天线之间的距离(单位为km， 适用范围110km)； a(hre)是移动台接收机的有效天线高度的修正因子。,对于小城市到中等城市， a(hre)的表达式为 a(hre)=(1.1

48、lgfc-0.7)hre-(1.56lgfc-0.8)dB （3-70） 对于大城市, a(hre)的表达式为 a(hre)=8.29(lg1.54hre)2-1.1dB fc300 MHz （3-71） a(hre)=3.2(lg11.754hre)2-4.97dB fc300 MHz (3-72),为了得到郊区的路径损耗， 式（3-69）可以修正为 Lsuburban(dB)=Lurban-2lg(fc/28)2-5.4 （3-73） 对于开阔的农村地带的路径损耗， 式（3-69）可以修正为 Lrural(dB)=Lurban-4.78(lgfc)2+18.33lgfc-40.94 （3-

49、74）,例题：,设基站天线高度为40m，发射频率900MHz，移动台天线高度2m，通信距离15km，求中值路径损耗。解：因是大城市，工作频率450MHz。所以移动台天线修正因子用上式计算。中值路径损耗为：,2）移动台接收信号功率计算：,根据已得出的中值路径损耗，可求出移动台接收到的信号功率为：,例题：,用奥村模型求中值路径损耗，已知d=50km, f=900MHz, 基站天线高度为100m, 移动台为10m.如果基站发射1KW EIRP功率，求接收机收到的信号功率（假定接收天线增益为0dB）。,解：,先求中值路径损耗接收功率,2. COST-231WalfishIkegami模型 欧洲研究委员

50、会COST-231在Walfish和Ikegami分别提出的模型的基础上，对实测数据加以完善而提出了COST-231WalfishIkegami模型。 也是以奥村等人的测试结果作为依据，通过对较高频段的传播曲线进行分析，得到所建议的公式。这种模型考虑到了自由空间损耗、 沿传播路径的绕射损耗以及移动台与周围建筑屋顶之间的损耗。COST-231模型已被用于微小区的实际工程设计。,该模型中的主要参数有： 建筑物高度hroof(m)； 道路宽度w(m)； 建筑物的间隔b(m)； 相对于直达无线电路径的道路方位。这些参数的定义见图3-32。,图3-32 COST-231/Walfish/Ikegami模