第3章雷达接收机.ppt

第 3 章 雷 达 接 收 机,3.1 雷达接收机的组成和主要质量指标 3.2 接收机的噪声系数和灵敏度 3.3 雷达接收机的高频部分 3.4 本机振荡器和自动频率控制 3.5 接收机的动态范围和增益控制 3.6 滤波和接收机带宽,3.1 雷达接收机的组成和主要质量指标,3.1.1 超外差式雷达接收机的组成,超外差式雷达接收机的简化方框图如图3.1所示。它的主要组成部分是:(1)高频部分,又称为接收机“前端”,包括接收机保护器、低噪声高频放大器、混频器和本机振荡器;(2)中频放大器,包括匹配滤波器;(3)检波器和视频放大器。,图3.1 超外差式雷达接收机简化方框图,从天线接收的高频回波通过收发开关加至接收机保护器,一般是经过低噪声高频放大器后再送到混频器。在混频器中,高频回波脉冲信号与本机振荡器的等幅高频电压混频,将信号频率降为中频(IF),再由多级中频放大器对中频脉冲信号进行放大和匹配滤波,以获得最大的输出信噪比,最后经过检波器和视频放大后送至终端处理设备。更为通用的超外差式雷达接收机的组成方框图如图3.2所示。它适用于收、发公用天线的各种脉冲雷达系统。实际的雷达接收机可以不(而且通常也不)包括图中所示的全部部件。,图3.2 超外差式雷达接收机的一般方框图,对于非相参雷达接收机,通常需要采用自动频率微调(AFC)电路,把本机振荡器调谐到比发射频率高或低一个中频的频率。而在相干接收机中,稳定本机振荡器(STALO)的输出是由用来产生发射信号的相干源(频率合成器)提供的。输入的高频信号与稳定本机振荡信号或本机振荡器输出相混频,将信号频率降为中频。信号经过多级中频放大和匹配滤波后,可以对其采用几种处理方法。对于非相干检测,通常采用线性放大器和包络检波器来为检测电路和显示设备提供信息。当要求宽的瞬时动态范围时,可以采用对数放大器检波器,对数放大器能提供大于80 dB的有效动态范围。,对于相干处理,中频放大和中频滤波之后有二种处理方法,见图3.2。第一种方法是经过线性放大器后进行同步检波,同步检波器输出的同相(I)和正交(Q)的基带多卜勒信号提供了回波的振幅信息和相位信息。第二种方法是经过硬限幅放大(幅度恒定)后进行相位检波,此时正交相位检波器只能保留回波信号的相位信息。在图3.2中,灵敏度时间增益控制(STC)使接收机的增益在发射机发射之后,按R-4规律随时间而增加,以避免近距离的强回波使接收机过载饱和。灵敏度时间控制又称为近程增益控制,可以加到高频放大器和前置中频放大器中。自动增益控制(AGC)是一种反馈技术,用来自动调整接收机的增益,以便在雷达系统跟踪环路中保持适当的增益范围。,3.1.2 超外差式雷达接收机的主要质量指标 1.灵敏度 灵敏度表示接收机接收微弱信号的能力。能接收的信号越微弱,则接收机的灵敏度越高,因而雷达的作用距离就越远。雷达接收机的灵敏度通常用最小可检测信号功率Si min来表示。当接收机的输入信号功率达到Si min时,接收机就能正常接收而在输出端检测出这一信号。如果信号功率低于此值,信号将被淹没在噪声干扰之中,不能被可靠地检测出来,如图3.3所示。由于雷达接收机的灵敏度受噪声电平的限制,因此要想提高它的灵敏度,就必须尽力减小噪声电平,同时还应使接收机有足够的增益。,图3.3 显示器上所见到的信号与噪声,目前,超外差式雷达接收机的灵敏度一般约为(10-1210-14)W,保证这个灵敏度所需增益约为106108(120 dB160 dB),这一增益主要由中频放大器来完成。,2.接收机的工作频带宽度 接收机的工作频带宽度表示接收机的瞬时工作频率范围。在复杂的电子对抗和干扰环境中,要求雷达发射机和接收机具有较宽的工作带宽,例如频率捷变雷达要求接收机的工作频带宽度为(1020)%。接收机的工作频带宽度主要决定于高频部件(馈线系统、高频放大器和本机振荡器)的性能。需要指出,接收机的工作频带较宽时,必须选择较高的中频,以减少混频器输出的寄生响应对接收机性能的影响。,3.动态范围 动态范围表示接收机能够正常工作所容许的输入信号强度变化的范围。最小输入信号强度通常取为最小可检测信号功率Si min,允许最大的输入信号强度则根据正常工作的要求而定。当输入信号太强时,接收机将发生饱和而失去放大作用,这种现象称为过载。使接收机开始出现过载时的输入功率与最小可检测功率之比,叫做动态范围。为了保证对强弱信号均能正常接收,要求动态范围大,就需要采取一定措施,例如采用对数放大器、各种增益控制电路等抗干扰措施。,4.中频的选择和滤波特性 接收机中频的选择和滤波特性是接收机的重要质量指标之一。中频的选择与发射波形的特性、接收机的工作带宽以及所能提供的高频部件和中频部件的性能有关。在现代雷达接收机中,中频的选择可以从30 MHz到4GHz之间。当需要在中频增加某些信号处理部件,如脉冲压缩滤波器,对数放大器和限幅器等时,从技术实现来说,中频选择在30MHz至500MHz更为合适。对于宽频带工作的接收机,应选择较高的中频,以便使虚假的寄生响应减至最小。减小接收机噪声的关键参数是中频的滤波特性,如果中频滤波特性的带宽大于回波信号带宽,则过多的噪声进入接收机。反之,如果所选择的带宽比信号带宽窄,信号能量将会损失。这两种情况都会使接收机输出的信噪比减小。在白噪声(即接收机热噪声)背景下,接收机的频率特性为“匹配滤波器”时,输出的信号噪声比最大。,5.工作稳定性和频率稳定度一般来说,工作稳定性是指当环境条件(例如温度、湿度、机械振动等)和电源电压发生变化时,接收机的性能参数(振幅特性、频率特性和相位特性等)受到影响的程度,希望影响越小越好。大多数现代雷达系统需要对一串回波进行相参处理,对本机振荡器的短期频率稳定度有极高的要求(高达10-10或者更高),因此，必须采用频率稳定度和相位稳定度极高的本机振荡器,即简称的“稳定本振”。,6.抗干扰能力 在现代电子战和复杂的电磁干扰环境中,抗有源干扰和无源干扰是雷达系统的重要任务之一。有源干扰为敌方施放的各种杂波干扰和邻近雷达的异步脉冲干扰,无源干扰主要是指从海浪、雨雪、地物等反射的杂波干扰和敌机施放的箔片干扰。这些干扰严重影响对目标的正常检测,甚至使整个雷达系统无法工作。现代雷达接收机必须具有各种抗干扰电路。当雷达系统用频率捷变方法抗干扰时,接收机的本振应与发射机频率同步跳变。同时接收机应有足够大的动态范围,以保证后面的信号处理器有高的处理精度。,7.微电子化和模块化结构 在现代有源相控阵雷达和数字波束形成(DBF)系统中,通常需要几十路甚至几千路接收机通道。如果采用常规的接收机工艺结构,无论在体积、重量、耗电、成本和技术实现上都有很大困难。采用微电子化和模块化的接收机结构可以解决上述困难,优选方案是采用单片集成电路,包括微波单片集成电路(MMIC)、中频单片集成电路(IMIC)和专用集成电路(ASIC)；其主要优点是体积小、重量轻,另外，采用批量生产工艺可使芯片电路电性能一致性好，成本也比较低。用上述几种单片集成电路实现的模块化接收机,特别适用于要求数量很大、幅相一致性严格的多路接收系统,例如有源相控阵接收系统和数字多波束形成系统。一种由砷化镓(GaAs)单片制成的C波段微波单片集成电路,包括完整的接收机高频电路,即五级高频放大器、可变衰减器、移相器、环行器和限幅开关电路等,噪声系数为2.5dB,可变增益为30 dB。,3.2 接收机的噪声系数和灵敏度,3.2.1 接收机的噪声,1.电阻热噪声 它是由于导体中自由电子的无规则热运动形成的噪声。因为导体具有一定的温度,导体中每个自由电子的热运动方向和速度不规则地变化,因而在导体中形成了起伏噪声电流,在导体两端呈现起伏电压。根据奈奎斯特定律,电阻产生的起伏噪声电压均方值,(3.2.1),式中，k为玻尔兹曼常数,k=1.3810-23J/K;T为电阻温度,以绝对温度(K)计量,对于室温17,T=T0=290K;R为电阻的阻值;Bn为测试设备的通带。式(3.2.1)表明电阻热噪声的大小与电阻的阻值R、温度T和测试设备的通带Bn成正比。电阻热噪声的功率谱密度p(f)是表示噪声频谱分布的重要统计特性,其表示式可直接由式(3.2.1)求得,p(f)=4kTR,(3.2.2),显然,电阻热噪声的功率谱密度是与频率无关的常数。通常把功率谱密度为常数的噪声称为“白噪声”,电阻热噪声在无线电频率范围内就是白噪声的一个典型例子。,2.额定噪声功率 根据电路基础理论,信号电动势为Es而内阻抗为Z=R+jX的信号源,当其负载阻抗与信号源内阻匹配,即其值为Z*=R-jX时(见图3.4),信号源输出的信号功率最大,此时,输出的最大信号功率称为“额定”信号功率(有时也称为“资用”功率、或“有效”功率),用Sa表示,其值是,(3.2.3),图3.4“额定”信号功率的示意图,同理,把一个内阻抗为Z=R+jX的无源二端网络看成一个噪声源,由电阻R产生的起伏噪声电压均方值,见图3.5。假设接收机高频前端的输入阻抗Z*为这个无源二端网络的负载,显然,当负载阻抗Z*与噪声源内阻抗Z匹配,即Z*=R-jX时,噪声源输出最大噪声功率,称为“额定”噪声功率,用No表示,其值为,(3.2.4),因此可以得出重要结论:任何无源二端网络输出的额定噪声功率只与其温度T和通带Bn有关。,图3.5“额定”噪声功率的示意图,3.天线噪声 天线噪声是外部噪声,它包括天线的热噪声和宇宙噪声,前者是由天线周围介质微粒的热运动产生的噪声,后者是由太阳及银河星系产生的噪声,这种起伏噪声被天线吸收后进入接收机,就呈现为天线的热起伏噪声。天线噪声的大小用天线噪声温度TA表示,其电压均方值为,式中,RA为天线等效电阻。,天线噪声温度TA决定于接收天线方向图中(包括旁瓣和尾瓣)各辐射源的噪声温度,它与波瓣仰角和工作频率f等因素有关,如图3.6所示。图中天线噪声温度TA是假设天线为理想的(无损耗、无旁瓣指向地面),但是大多数情况下必须考虑地面噪声温度Tg,在旁瓣指向地面的典型情况下,Tg=36 K,因此修正后的天线总噪声温度为,由图3.6可以看出,天线噪声与频率f有关,它并非真正白噪声,但在接收机通带内可近似为白噪声。毫米波段的天线噪声温度比微波段要高些,22.2GHz和60GHz的噪声温度最大,这是由于水蒸气和氧气吸收谐振引起的。,图3.6 天线噪声温度与频率波瓣仰角的关系,图3.7 噪声带宽的示意图,4.噪声带宽 功率谱均匀的白噪声,通过具有频率选择性的接收线性系统后,输出的功率谱pno(f)就不再是均匀的了,如图3.7的实曲线所示。为了分析和计算方便,通常把这个不均匀的噪声功率谱等效为在一定频带Bn内是均匀的功率谱。这个频带Bn称为“等效噪声功率谱宽度”,一般简称“噪声带宽”。因此,噪声带宽可由下式求得:,(3.2.7),即,式中,H2(f0)为线性电路在谐振频率f0处的功率传输系数。,表3.1 噪声带宽与信号带宽的比较,3.2.2 噪声系数和噪声温度,1.噪声系数 噪声系数的定义是:接收机输入端信号噪声比与输出端信号噪声比的比值。噪声系数的说明见图3.8。根据定义,噪声系数可用下式表示:,(3.2.9),式中,Si为输入额定信号功率;Ni为输入额定噪声功率(Ni=kT0Bn);So为输出额定信号功率;No为输出额定噪声功率。,图3.8 噪声系数的说明图,噪声系数F有明确的物理意义:它表示由于接收机内部噪声的影响,使接收机输出端的信噪比相对其输入端的信噪比变差的倍数。式(3.2.9)可以改写为,(3.2.10),式中，Ga为接收机的额定功率增益;NiGa是输入端噪声通过“理想接收机”后,在输出端呈现的额定噪声功率。因此噪声系数的另一定义为:实际接收机输出的额定噪声功率No与“理想接收机”输出的额定噪声功率NiGa之比。,实际接收机的输出额定噪声功率No由两部分组成,其中一部分是NiGa(NiGa=kT0BnGa),另一部分是接收机内部噪声在输出端所呈现的额定噪声功率N,即,No=NiGa+N=kT0BnGa+N,将No代入式(3.2.10)可得,(3.2.11),(3.2.12),从上式可更明显地看出噪声系数与接收机内部噪声的关系,实际接收机总会有内部噪声(N0),因此F1,只有当接收机是“理想接收机”时,才会有F=1。,下面对噪声系数作几点说明:噪声系数只适用于接收机的线性电路和准线性电路,即检波器以前部分。检波器是非线性电路,而混频器可看成是准线性电路,因其输入信号和噪声都比本振电压小很多,输入信号与噪声间的相互作用可以忽略。为使噪声系数具有单值确定性,规定输入噪声以天线等效电阻RA在室温T0=290K时产生的热噪声为标准,所以由式(3.2.12)可以看出,噪声系数只由接收机本身参数确定。,噪声系数F是没有单位的数值,通常用分贝表示,F=10 lg F(dB),(3.2.13),噪声系数的概念与定义,可推广到任何无源或有源的四端网络。接收机的馈线、放电器、移相器等属于无源四端网络,其示意图见图3.9,图中Ga为额定功率传输系数。由于具有损耗电阻,因此也会产生噪声,下面求其噪声系数。从网络的输入端向左看,是一个电阻为RA的无源二端网络,它输出的额定噪声功率为,(3.2.14),图3.9 无源四端网络,经过网络传输,加于负载RL上的外部噪声额定功率为,(3.2.15),从负载电阻RL向左看,也是一个无源二端网络,它是由信号源电阻RA和无源四端网络组合而成的,同理,这个二端网络输出的额定噪声功率仍为kT0Bn,它也就是无源四端网络输出的总额定噪声功率,即,(3.2.16),根据式(3.2.10)可得,(3.2.17),由于无源四端网络额定功率传输系数Ga1,因此其噪声系数F1。,2.等效噪声温度 前面已经提到,接收机外部噪声可用天线噪声温度TA来表示,如果用额定功率来计量,接收机外部噪声的额定功率为,NA=kTABn,(3.2.18),为了更直观地比较内部噪声与外部噪声的大小,可以把接收机内部噪声在输出端呈现的额定噪声功率N等效到输入端来计算,这时内部噪声可以看成是天线电阻RA在温度Te时产生的热噪声,即,N=kTeBnGa,(3.2.19),温度Te称为“等效噪声温度”或简称“噪声温度”,此时接收机就变成没有内部噪声的“理想接收机”,其等效电路见图3.10。,图3.10 接收机内部噪声的换算,将式(3.2.19)代入式(3.2.12),可得,(3.2.20),Te=(F-1)T0=(F-1)290(K),(3.2.21),此式即为噪声温度Te的定义表示式,它的物理意义是把接收机内部噪声看成是“理想接收机”的天线电阻RA在温度Te时所产生的,此时实际接收机变成如图3.10所示的“理想接收机”。,图中TA为天线噪声温度。系统噪声温度Ts由内、外两部分噪声温度所组成,即,(3.2.22),表3.2给出Te与F的对应值。从表中可以看出,若用噪声系数F来表示两部低噪声接收机的噪声性能时,例如它们分别为1.05和1.1,有可能误认为两者噪声性能差不多。但若用噪声温度Te来表示其噪声性能时,将会发现两者的噪声性能实际上已相差一倍(分别为14.5 K和29.K)。此外,只要直接比较Te和TA,就能直观地比较接收机内部噪声与外部噪声的相对大小。因此,对于低噪声接收机和低噪声器件,常用噪声温度来表示其噪声性能。,表3.2 Te与F的对照表,3.相对噪声温度噪声比 雷达接收机中的晶体混频器是一个有源四端网络,它除了可用噪声系数Fc表示其噪声性能外,还经常用相对噪声温度来表示。相对噪声温度有时简称为噪声比tc,其意义为实际输出的中频额定噪声功率(FckT0BnGc)与仅由等效损耗电阻产生的输出额定噪声功率(kT0Bn)之比,即,(3.2.23),式中，Gc为混频器的额定功率增益或额定功率传输系数。噪声比tc表示有源四端网络中除损耗电阻以外的其它噪声源的影响程度。,3.2.3 级联电路的噪声系数 为了简便,先考虑两个单元电路级联的情况,如图3.11所示。图中F1、F2和G1、G2分别表示第一、二级电路的噪声系数和额定功率增益。为了计算总噪声系数F0,先求实际输出的额定噪声功率No。由式(3.2.10)可得,No=kT0BnG1G2F0,而,(3.2.24a),(3.2.24b),图3.11 两级电路的级联,No由两部分组成:一部分是由第一级的噪声在第二级输出端呈现的额定噪声功率No12,其数值为kT0BnF1G1G2,第二部分是由第二级所产生的噪声功率N2,由式(3.2.12)可得,N2=(F2-1)kT0BnG2,(3.2.25),于是式(3.2.24)可进一步写成,No=kT0BnG1G2F0=kT0BnG1G2F1+(F2-1)kT0BnG2,化简后可得两级级联电路的总噪声系数,(3.2.26),同理可证,n级电路级联时接收机总噪声系数为,(3.2.27),上式给出了重要结论:为了使接收机的总噪声系数小,要求各级的噪声系数小、额定功率增益高。而各级内部噪声的影响并不相同,级数越靠前,对总噪声系数的影响越大。所以总噪声系数主要取决于最前面几级,这就是接收机要采用高增益低噪声高放的主要原因。,图3.12 典型雷达接收机的高、中频部分,将图3.12中所列各级的额定功率增益和噪声系数代入式(3.2.27),即可求得接收机的总噪声系数:,(3.2.28),一般都采用高增益(GR20dB)低噪声高频放大器,因此式(3.2.28)可简化为,(3.2.29),若不采用高放,直接用混频器作为接收机第一级,则可得,(3.2.30),式中 tc为混频器的噪声比,本振噪声的影响一般也计入在内。,若接收机的噪声性能用等效噪声温度Te表示,则它与各级噪声温度之间的关系为,(3.2.31),3.2.4 接收机灵敏度 接收机的灵敏度表示接收机接收微弱信号的能力。噪声总是伴随着微弱信号同时出现,要能检测信号,微弱信号的功率应大于噪声功率或者可以和噪声功率相比。因此,灵敏度用接收机输入端的最小可检测信号功率Si min来表示。在噪声背景下检测目标,接收机输出端不仅要使信号放大到足够的数值,更重要的是使其输出信号噪声比So/No达到所需的数值。通常雷达终端检测信号的质量取决于信噪比。,已经知道,接收机噪声系数F0为,(3.2.32),或者写成,(3.2.33),此时,输入信号额定功率为,(3.2.34),式中,Ni=kT0Bn为接收机输入端的额定噪声功率。于是进一步得到,(3.2.35),为了保证雷达检测系统发现目标的质量(如在虚警概率为10-6的条件下发现概率是50%或90%等),接收机的中频输出必须提供足够的信号噪声比,令So/No(So/No)min时对应的接收机输入信号功率为最小可检测信号功率,即接收机实际灵敏度为,(3.2.36),通常,我们把(So/No)min称为“识别系数”,并用M表示,所以灵敏度又可以写成,(3.2.37),为了提高接收机的灵敏度,即减少最小可检测信号功率Si min,应做到:尽量降低接收机的总噪声系数F0,所以通常采用高增益、低噪声高放;接收机中频放大器采用匹配滤波器,以便得到白噪声背景下输出最大信号噪声比;式中的识别系数M与所要求的检测质量、天线波瓣宽度、扫描速度、雷达脉冲重复频率及检测方法等因素均有关系。在保证整机性能的前提下,尽量减小M的数值。,为了比较不同接收机线性部分的噪声系数F0和带宽Bn对灵敏度的影响,需要排除接收机以外的诸因素,因此通常令M=1,这时接收机的灵敏度称为“临界灵敏度”，其为,(3.2.38),雷达接收机的灵敏度以额定功率表示,并常以相对1 mW的分贝数计值,即,(3.2.39),一般超外差接收机的灵敏度为-90-110 dBmW。,对米波雷达,可用最小可检测电压ESi min表示灵敏度,(3.2.40),对一般超外差式接收机,ESi min为10-610-7V。,将kT0的数值代入式(3.3.38),Si min仍取常用单位dBmW,则可得到简便计算公式为,Si min(dBmW)=-114dB+10 lgBn(MHz)+10 lgF0,(3.2.41),图3.13 不同噪声带宽(Bn=BRI)时接收机灵敏度与噪声系数的关系曲线,3.3 雷达接收机的高频部分,图3.14 雷达接收机的高频部分,由雷达作用距离方程(见第五章5.2节)可知,当雷达其它参数不变时,为了增加雷达的作用距离,提高接收机的灵敏度(降低噪声系数)与增大发射机功率是等效的。对比两者的耗电、体积、重量和成本,显然前者有利。因此,人们重视对低噪声高频放大器的研究,20世纪末已不断研制出许多新型的低噪声高频放大器件。,混频器的作用是将高频信号与本振电压进行混频并取出其差频,使信号在中频(一般为30MHz至500MHz)上进行放大。某些超外差式雷达接收机不采用低噪声高放,而在接收机第一级直接采用混频器,称为“直接混频式前端”。虽然混频器的噪声系数较某些高放的噪声系数为高,但它具有动态范围大、设备简单、结构紧凑和成本低等优点。所以,在对体积重量等限制严格的某些雷达(例如机载雷达和制导雷达等)中,直接混频式前端仍得到广泛应用。,3.3.1 收发转换开关和接收机保护器,1.收发转换开关 由高频传输线和气体放电管组成的收发开关主要有两种型式:一种是分支线型收发开关,另一种是平衡式收发开关。分支线式收发开关的原理电路如图3.15所示。在发射时,气体放电管TR(称为“接收机保护放电器”)和ATR(称为“发射机隔离放电器”)被电离击穿,对高频短路。它们到主馈线的距离约为1/4波长,因此在主馈线aa和bb处呈现的输入阻抗为无穷大,发射的高功率信号能顺利送至天线。因为此时TR短路,发射能量不能进入接收机。接收时,TR和ATR都不电离放电。,此时ATR支路的1/4波长开路线在主馈线aa呈现短路,aa与接收支路bb处相距1/4波长,从bb端向发射机看去的阻抗相当于开路,所以从天线来的回波信号全部进入接收机。由于分支线型收发开关带宽较窄,承受功率能力较差,通常已被平衡式收发开关所代替。,图3.15 分支线型收发开关原理图,平衡式收发开关的原理图如图3.16所示。图中TR1、TR2是一对宽带的接收机保护放电管。在这一对气体放电管的两侧,各接有一个3 dB裂缝波导桥,整个开关的四个波导口的连接如图3.16所示。3 dB裂缝桥的特性为:在四个端口中,相邻两端(例如端口1和2)是相互隔离的,当信号从其一端输入时,从另外两端输出的信号大小相等而相位相差90。,图3.16 平衡式收发开关原理图(a)发射状态;(b)接收状态,2.接收机保护器,图3.17 环行器和接收机保护器,大功率铁氧体环行器具有结构紧凑、承受功率大、插入损耗小(典型值为0.5dB)和使用寿命长等优点,但它的发射端1和接收端3之间的隔离约为(2030)dB。一般来说,接收机与发射机之间的隔离度要求(6080)dB。所以在环行器3端与接收机之间必须加上由TR管和限幅二极管组成的接收机保护器。,TR放电管分为有源和无源两类。有源的TR气体放电管工作时必须加一定的辅助电压,使其中一部分气体电离。它有两个缺点:第一是由于外加辅助电压产生的附加噪声使系统噪声温度增加50 K(约0.7dB);第二是雷达关机时没有辅助电压,TR放电管不起保护作用,此时邻近雷达的辐射能量将会烧毁接收机。现在已出现了一种新型的无源TR放电管,它内部充有处于激发状态的氚气,不需要外加辅助电压,因此在雷达关机时仍能起保护接收机的作用。,图3.17中的二极管限幅器可用PIN二极管和变容二极管构成。PIN二极管限幅器的主要优点是功率容量较大,单个PIN管承受的脉冲功率可达(10100)kW,但是由于PIN管的本征层比较厚,因而响应时间较长,前沿尖峰泄漏功率较大。变容二极管多用于低功率限幅器,它的响应时间极短,在10ns以下,故而在TR放电管后面作限幅器效果很好。,3.3.2 高频放大器和混频器的发展趋势,1.超低噪声非致冷参量放大器 对于致冷参放,在微波和毫米波频段范围内,当致冷温度为20 K时,可以得到的等效噪声温度Te为(1050)K,但设备相当复杂、成本昂贵,实际使用较少。,近年来在改进非致冷参放噪声性能方面采用的关键技术是采用了以下器件或设计、工艺:超高品质因素(高截止频率)、极低分布电容的砷化镓变容二极管;极低损耗的波导型环行器;高稳定的毫米波固态泵浦源(fp=(50100)GHz);高效率的热电冷却器;新的微带线路结构和微波集成电路的优化设计及先进工艺。因此，非致冷参放的噪声温度已非常接近致冷参放,而且结构精巧,性能稳定,全固态化。在(0.515)GHz范围,噪声温度Te为(3060)K,相对带宽为(515)%,增益为(1420)dB。在毫米波段,其噪声温度Te为(300350)K。,图3.18 几种典型低噪声器件的噪声系数,2.低噪声晶体管放大器 低噪声砷化镓场效应管和硅双极晶体管放大器的研制已取得了新的进展,在电路的设计和工艺结构上进行了革新，采用了：计算机辅助设计;精巧的微带线工艺;多级组件式结构。这样,使它们的低噪声性能仅次于参量放大器,并已在实用中逐步取代行波管高放和遂道二极管放大器。在低于3 GHz的频率范围,采用硅双极晶体管高放。在高于3GHz的频率,采用砷化镓场效应管高放。目前在(0.515)GHz频率范围,噪声系数为(15)dB,单级增益为(612)dB。,3.混频器的发展趋势 随着现代混频二极管噪声性能的不断提高,现在很多超外差式雷达接收机直接使用混频器作高频前端。目前高性能的镜像抑制混频器在1100GHz频率范围内,可使噪声系数降至35 dB。,一般来说,混频器用来把低功率的信号同高功率的本振信号在非线性器件中混频后,将低功率的信号频率变换成中频(本振和信号的差频)输出。同时，非线性混频的过程将产生许多寄生的高次分量。这些寄生响应将会影响非相参雷达和相参雷达对目标的检测性能,而对相参雷达的检测性能影响更为严重。例如,混频器的寄生响应将会使脉冲多卜勒雷达的测距和测速精度下降,使动目标显示(MTI)雷达对地物杂波的相消性能变坏,使高分辨脉冲压缩系统输出的压缩脉冲的副瓣电平增大。,混频器的非线性效应是产生各种寄生响应的主要原因。加在混频器上的电压u(t)为本振电压u1ejw1t与信号电压u2ejw2t之和，即,(3.3.1),混频器输出的非线性电流i(t),可以用u(t)的幂级数表示，即,i(t)=a0+a1u(t)+a2u2(t)+anun(t),(3.3.2),根据式(3.3.2),可以得到一个非常有用的向下混频的寄生效应图,见图3.19。图3.19中H表示高输入频率,L表示低输入频率,横轴为归一化的输入频率L/H,纵轴为归一化的输出差频(H-L)/H。图3.19中输出的(H-L)分量是由幂级数的平方项产生的,其它输出的寄生响应是从立方项和更高阶项产生的。,图3.19 混频器的寄生响应图,在图3.19中给出了七种特别有用的输出区间,在这些区间中没有寄生响应输出。下面以A区间为例来说明寄生效应图的使用方法。在A区间没有寄生效应的中频通带(H-L)/H为0.35至0.39。应该注意,当信号瞬时频率超过A区间的范围时,由于幂级数中的立方项和更高阶项的影响,将会产生寄生的互调中频分量0.34(4H-6L)和0.4(3H-4L)。从图3.19中还可以看出,当要求相对带宽为10%即(H-L)/10H内没有寄生响应时,接收机的中频必须选得较高。而当中频低于(H-L)/H=0.14时,由幂级数高阶项产生的寄生效应可以忽略不计。,早期的微波接收机采用单端混频器,但由于输出的寄生响应大而且对本振的影响严重,噪声性能也差,目前已很少使用。平衡混频器可以抑制偶次谐波产生的寄生响应,还可以抑制本振噪声的影响,因此被广泛使用。由于采用了硅点接触二极管和砷化镓肖特基二极管作混频器,使平衡混频器的噪声性能得到较大改善,工作频率和抗烧毁能力都有明显提高,在0.340 GHz频率范围内噪声系数为58 dB。,图3.20 镜像抑制混频器原理图,近年来采用镜像抑制技术和低变频损耗的砷化镓肖特基混频二极管,使混频器的噪声性能进一步得到改善,见图3.18。图3.20是镜像抑制混频器的原理图。同相等幅的高频信号分别加至两个二极管混频器(也可以是平衡混频器),本振电压经90混合接头后分别加至两个混频器,两个混频器输出的中频信号加到具有90相移的中频混合接头。在中频输出端,使得镜像干扰相消,中频信号相加。理论分析和实践证明,镜像抑制混频器的噪声系数比一般镜像匹配混频器低2 dB左右。,镜像抑制混频器具有噪声系数低、动态范围大、抗烧毁能力强和成本低等优点。在0.520GHz频率范围,噪声系数为46dB。进一步采用计算机辅助设计、高品质因素低分布电容的肖特基二极管和超低噪声系数(F11dB)的中频放大器,在1100GHz频率范围内,可使噪声系数降至35 dB。,4.微波单片集成接收模块 微波单片集成接收模块在砷化镓单片上包含有完整的接收机高频电路,即衰减器、环行器、移相器和多级低噪声高频放大器等。目前从L波段至C波段,微波单片集成电路的噪声系数为2.53.5 dB,详见表2.6。,3.4 本机振荡器和自动频率控制,3.4.1 现代脉冲调制雷达中的自动频率控制 大多数现代脉冲调制雷达要求的频率稳定性很高,不能采用一般的反射速调管作本机振荡器,必须采用稳定本振。根据其自动频率控制的对象不同,控制方式可以分为控制稳定本振的和控制磁控管的两类，前者需用可调谐的稳定本振,后者可用不调谐的稳定本振。,图3.21 控制磁控管的自频控系统,频率跟踪状态时,鉴频器根据差频偏离额定中频的方向和大小,输出一串脉冲信号,经过放大、峰值检波后,取出其直流误差信号,去控制调谐电机转动。电机转动的方向和大小取决于直流误差信号的极性(正或负)和大小,从而使磁控管频率与稳定本振频率之差接近于额定中频。当差频偏离额定中频很大时,搜索/跟踪转换器使系统处于频率搜索状态,产生周期性锯齿电压,使磁控管频率由低向高连续变化,直至差频接近额定中频,转为频率跟踪状态。,比较控制磁控管与控制稳定本振的两种AFC系统,前者优于后者。这是因为脉冲信号很窄,磁控管的频谱很宽,由快速动作自频控所引起小的载频误差影响较小。而在控制稳定本振时,本振频率误差所引起的相位变化会在整个脉冲重复期间积累起来,时间越长,相位变化将越大,这就会使动目标显示雷达对远距离固定目标的对消性能恶化,因此不少动目标显示雷达都采用控制磁控管的自频控系统。,3.4.2 稳定本振,用作相参标准的稳定本振,其稳定性要求很高。在第八章将会分析到,本机振荡器的频率稳定性是影响动目标显示雷达性能的主要因素,通常要求其短期频率稳定度高达10-10或更高的数量级。造成稳定本振频率不稳定的因素是各种干扰调制源,它可分为规律性与随机性两类。风扇和电机的机械振动或声振动、电源波纹等产生的不稳定属于规律性的,可以采用防振措施和电源稳压方法减小它们的影响。而由振荡管噪声和电源随机起伏引起的本振寄生频率和噪声属于随机性不稳定,其中以稳定本振所产生的噪声影响更为严重。本振噪声分为调幅噪声和调频(或调相)噪声,调幅噪声比调频噪声的影响小得多,而且可以用平衡混频器或限幅器进行抑制。因而,调频噪声是最主要的一种干扰。对稳定本振的要求,一般是根据允许的相位调制频谱来确定的。,几种典型微波信号源的相位频谱示于图3.22,它是在实验室环境条件下测得的结果。若在冲击和振动条件下,相位调制则会急剧增大。图中曲线表明，即使在这种有利条件下,不稳定的反射型速调管和三极管振荡器也不能适用于许多雷达,应该采用稳定速调管或多级倍频器。因此,如果仍然使用速调管振荡器,则须采用空腔稳定或锁相技术构成的稳定本振。,图3.22 典型的C波段信号源的相位调制频谱,1.锁相型稳定本振 采用锁相技术可以构成频率固定的稳定本振,但主要还是用来构成可调谐的稳定本振。所谓“可调谐”，是指频率的变化能以精确的频率间隔离散地阶跃。这种可调谐的稳定本振的实现方案之一见图3.23。,图3.23 锁相型稳定本振,基准频率振荡器产生稳定的基准频率F,经过阶跃二极管倍频N次,变成一串频率间隔为NF的微波线频谱。速调管输出功率的一部分与线频谱混频,若本振速调管频率为,则混频后所得的差频fI接近F/2,经F/2中频放大器放大和限幅后,与频率为F/2的基准频率比相,根据相位误差的大小和方向,相位检波器输出相应的误差信号u=k,经直流放大后输出EC,改变速调管的振荡频率,使其频率准确地锁定在 上。因此，只要调节速调管的振荡频率大致为,锁相回路就能将其频率准确地锁定在,从而实现频率间隔为F的可变调谐。这种稳定本振的稳定性取决于基准频率的稳定性。,2.晶振倍频型稳定本振,图3.24 晶振倍频型稳定本振,基准频率振荡器产生出稳定的基准频率,经过第一倍频器N次倍频后输出,作为相参本振信号(中频),再经过第二倍频器M次倍频后输出,作为稳定本振信号(微波)。如果多卜勒频移不大,则把相参本振信号与稳定本振信号通过混频,取其和频分量输出,作为雷达的载波信号。如果多卜勒频移大,则需从第一倍频器输出一串倍频信号,其频率间隔为基准振荡器频率,由跟踪器送来的信号选择其中能对多卜勒频移作最佳校准的一个频率,经与稳定本振信号混频后,作为雷达的载波信号。为了避免产生混频的寄生分量,一般用分频器把基准频率分频而产生脉冲重复频率。,基准频率振荡器采用石英晶体振荡器,其相位不稳定主要是由噪声产生的,在较低的频率上可以获得较好的相位稳定度,一般采用的最佳振荡频率范围为15 MHz。用倍频器倍频后,其相位稳定度将与倍频次数成反比地降低。第一倍频器所需的倍频次数较低,通常采用变容二极管作成的低阶倍频器。第二倍频器所需的倍频次数较高,通常需采用由阶跃二极管作成的高阶倍频器。,3.5 接收机的动态范围和增益控制,3.5.1 动态范围 对一般放大器,当信号电平较小时,输出电压Uom随输入电压Uim线性增大,放大器工作正常。但信号过强时,放大器发生饱和现象,失去正常的放大能力,结果输出电压Uom不再增大,甚至反而会减小,致使输出-输入振幅特性出现弯曲下降,见图3.25。这种现象称为放大器发生“过载”。图中表示宽脉冲干扰与回波信号共同通过中频放大器的情况(为了简便起见,仅画出它们的调制包络):当干扰电压振幅Unm较小时,输出电压中有与输入信号Uin相对应的增量;但当Unm较大时,由于放大器饱和,致使输出电压中的信号增量消失,即回波信号被丢失。同理,视频放大器也会发生上述的饱和过载现象。,图3.25 信号与宽脉冲干扰共同通过中频放大器的示意图,因此,对于叠加在干扰上的回波信号来说,其放大量应该用“增量增益”表示,它是放大器振幅特性曲线上某点的斜率,(3.5.1),由图3.25所示的振幅特性,可求得Kd-Uim的关系曲线,如图3.26所示。由此可知,只要接收机中某一级的增量增益Kd0,接收机就会发生过载,即丢失目标回波信号。接收机抗过载性能的好坏,可用动态范围D来表示,它是当接收机不发生过载时允许接收机输入信号强度的变化范围,其定义式如下:,(3.5.2),或,(3.5.3),式中,Pi min、Ui min为最小可检测信号功率、电压;Pi max、Ui max为接收机不发生过载所允许接收机输入的最大信号功率、电压。接收机各部件的动态范围典型值见表3.3。通过该表可迅速判明哪些部件影响动态范围。但需注意:表中各部件的动态范围是用各部件输出端的最大信号与系统噪声电平进行比较而算出的,该部件的所有滤波应在饱和之前完成。表中同时还给出了与动态范围有关的一些重要参数。,图3.26 信号与宽脉冲干扰共同通过中频放大器的示意图,表3.3 接收机各部件的动态范围典型值,3.5.2 增益控制 1.自动增益控制(AGC)在跟踪雷达中,为了保证对目标的自动方向跟踪,要求接收机输出的角误差信号强度只与目标偏离天线轴线的夹角(称为“误差角”)有关,而与目标距离的远近、目标反射面积的大小等因素无关。为了得到这种归一化的角误差信号,使天线正确地跟踪运动目标,必须采用自动增益控制(AGC)。,图3.27示出了一种简单的AGC电路方框图,它由一级峰值检波器和低通滤