高频电子第二章资料.ppt
第2章 高频功率放大器,2.1 概述：,2.2 高频功率放大器的工作原理,2.3 高频功率放大器的动态分析,2.4高频功放的高频特性,2.5高频功率放大器的电路组成,2.1 概述：,休息1,休息2,休息1,休息2,2.2 高频功率放大器的工作原理,休息1,休息2,2 工作原理分析,ub,+uBE _,休息1,休息2,仿真,2 工作原理分析,vb,休息1,休息2,仿真,(1)集电极电流,休息1,休息2,ic,(2)集电极输出电压,休息1,休息2,仿真,ic,3.高频功放的功率关系,返回,继续,休息1,休息2,2.2.3 D类和E类功率放大器简介,1.D类功率放大器的原理分析,D类功率放大器有电压开关型和电流开关型两种基本电路，电压开关型D类功率放大器是已推广应用的电路,ui,ub1,ub2,uL,uA,ub1和ub2是由ui通过变压器T1产生的两个极性相反的输入激励电压,ui正半周时VT1管饱和导通，VT2管截止，电源EC对电容C充电，电容上的电压很快充至（EC-UCES1）值，A点对地的电压uA=（EC-UCES1）。,ui负半周时VT2管饱和导通，VT1管截止。VT2管的直流电源由电容C上充的电荷供给，uA=UCES20,uA近似为矩形波电压，幅值为（EC-2UCES）。若L、C和RL串联谐振回路调谐在输入信号的角频率上，且回路的Q值足够高，则通过回路的电流ic1或ic2是角频率为的余弦波，RL上可得相对输入信号不失真的输出功率。,继续,返回,休息1,休息2,尽管每管饱和导通时的电流很大，但相应的管压降很小，这样，每管的管耗就很小，放大器的效率也就很高,2.输出功率及效率计算,uA为矩形方波，用傅里叶级数展开后可求得其基波分量的振幅为：,VT1管电流ic1(或VT2管电流ic2)的直流电流为：,返回,休息1,休息2,UA1m EC,电源供给的直流功率：PD=2 EC ID,放大器的输出功率Po为；,效率=PoPD=100,实际晶体管的饱和压降不可能为零，又考虑到管子结电容、电路分布电容的影响(使管压降波形uA有一定上升沿和下降沿)，从而使D类功放的效率小于100，典型值大于90。,2.2.4 丙类倍频器,休息2,休息1,2.2.4 丙类倍频器,仿真,休息2,休息1,2.2.4 丙类倍频器,+uce-,-Ec+,-uc2+,休息2,休息1,晶体管倍频器,返回,继续,休息2,休息1,2.3 高频功率放大器的动态分析,1.动态特性方程,2.动态特征曲线的画法,3.高频功放的工作状态,2.3.2 高频功率放大器的负载特性,2.3.3 高频功率放大器的调制特性,2.3.4 高频功率放大器的放大特性,2.3.5 高频功率放大器的调谐特性,返回,休息1,休息2,2.3.6 高频功放的高频效应,2.3 高频功率放大器的动态分析,o,返回,返回,+uCE-,+uBE _,2.3.1 高频功率放大器的动态特性,返回,2.3.1 高频功率放大器的动态特性,返回,ubemax,2.3.2 高频功率放大器的负载特性,ub,返回,ub,返回,2.3.2 高频功率放大器的负载特性,返回,休息2,休息1,2.3.3 高频功率放大器的调制特性,返回,休息2,休息1,2.3.3 高频功率放大器的调制特性,进入过压状态后，随着UBB向正值方向增大，集电极脉冲电流的宽度增加，幅度几乎不变，但凹陷加深，结果使Ico、Icml和相应的Ucm增大得十分缓慢,返回,休息2,休息1,饱和区,放大区,截止区,当Ubm固定，UBB自负值向正值方向增大时，集电极脉冲电流ic的导通角c增大，从而集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，状态由欠压区进入过压区。,2.3.4 高频功率放大器的放大特性,饱和区,放大区,截止区,返回,休息2,休息1,固定UBB、增大Ubm和固定Ubm、增大UBB的情况类似，它们都使基极输入电压uBEmax随之增大，对应的集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，放大器的工作状态由欠压进入过压。,当谐振功率放大器作为线性功率放大器，为了使输出信号振幅Ucm反映输入信号振幅Ubm的变化，放大器必须在Ubm变化范围内工作在欠压状态。,当谐振功率放大器用作振幅限幅器时，放大器必须在Ubm变化的范围内工作在过压状态。,仿镇,2.3.5 高频功率放大器的调谐特性,返回,休息2,休息1,实际回路在调谐过程中，其负载是一阻抗Zp，当改变回路的元件数值，如改变回路的电容C时，功放的外部电流Ico、Icml和相应的Ucm等随C的变化特性称为调谐特性。,设谐振时功放工作在弱过压状态，当回路失谐后，由于阻抗Zp的模值减小，根据负载特性可知，功放的工作状态将向临界及欠压状态变化，此时Ico和Icml要增大，而Ucm将下降。,应该指出，回路失谐时直流输入功率PD=IcoEC随Ico的增加而增加，而输出功率Po=UcmIcmlcos将主要因cos因子而下降，因此失谐后集电极功耗PC将迅速增加。这表明高频功放必须经常保持在谐振状态。,2.3.6 高频功放的高频效应,休息2,休息1,高频功放的高频效应,f2f1,返回,继续,休息2,休息1,2.4 高频功率放大器的实用电路,要使高频谐振功率放大器正常工作，在其输入和输出端还需接有：,直流馈电线路：为晶体管各级提供合适的偏置；交流匹配网络：将交流功率信号有效地传输。,高频功率放大器的电路组成,高频功率放大器的电路组成,休息2,休息1,ICO直流通路,IC1交流通路,ICn交流通路,2 基极馈电线路,UBB,+UBB-,休息2,休息1,滤波匹配网络,休息2,休息1,(1)使负载阻抗与放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保证放大器传输到负载的功率最大，即它起着匹配网络的作用。,(2)抑制工作频率范围以外的不需要频率，即它有良好的滤波作用。,(3)在有几个电子器件同时输出功率的情况下，保证它们都能有效地传送功率到公共负载，同时又尽可能地使这几个电子器件彼此隔离，互不影响。,输入匹配网络或级间耦合网络:是用以与下级放大器的输入端相连接,输出匹配网络:是用以输出功率至天线或其他负载,滤波匹配网络,休息2,休息1,介于放大器与天线回路之间的L1C1回路就叫做中介并联谐振回路。RA、CA分别代表天线的幅射电阻与等效电容；,L2、C2为天线回路的调谐元件。它们的作用是使天线回路处于串联谐振状态，以使天线回路的电流IA达到最大值，亦即使天线幅射功率达到最大。,从集电极向右方看去可以等效为一个并联谐振回路,其中Rp为折合到晶体管输出回路的等效负载。,1.输出匹配电路,(1)并联谐振回路型的匹配电路,继续,休息2,休息1,当天线回路调谐在串联谐振状态时，它反映到L1C1中介回路的等效电阻为,设初级回路的接入系数为 p，则晶体管输出回路的等效负载为：,继续,(1)并联谐振回路型的匹配电路,L1C1中介回路的等效谐振阻抗为,QL为有载品质因素，,改变互感系数M和接入系数 p就可以在不影响回路调谐的情况下。调整晶体管的输出回路的等效负载电阻Rp，以达到阻抗匹配的目的。,休息2,休息1,由于高频功率放大器工作在非线性(丙类)工作时，放大器的内阻变动剧烈：导通时，内阻很小；截止时内阻近于无穷大。因此输出电阻不是常数。所谓线性电路的阻抗匹配(负载阻抗与电源内阻相等)概念也就失去了意义。,k：中介回路的传输效率。,继续,(1)并联谐振回路型的匹配电路,如果设：,要想回路的传输效率高，则空载Qo越大越好，有载QL越小越好，也就是说，中介回路本身的损耗越小越好,但从要求回路滤波作用良好来考虑，则QL值又应该足够大。从兼顾这两方面出发，QL值一般不应小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。,休息2,休息1,在大功率输出级，T型、型等滤波型的匹配网络就得到了广泛的应用。,图中的R2一般代表终端(负载)电阻，R1则代表由R2折合到左端的等效电阻，现以(a)为例进行计算公式的推导,继续,(2)滤波器型的匹配网络,将并联回路R1C1与R2C2变换为串联形式，由串、并联阻抗转换公式可得,网络匹配时，R1=R2,由谐振条件得:,仿真,例 有一个输出功率为2W的高频功率放大器、负载电阻RL=50，EC=24V，f=50MHz，Q1=10，试求型匹配网络的元件值。,解:,继续,(2)滤波器型的匹配网络,R1应该是功率放大器所要求的匹配电阻 Rp,即,网络匹配时，R1=R2,改写为：,解之得：,休息2,休息1,由谐振条件得:,注意，考虑到晶体管的输出电容Co后，C1应减去Co之值，才是所需外加的调谐电容值。一般，当L1确定之后，用C2主要调匹配，用C1主要调谐振。,实际还有其它各种形式的匹配网络。分析方法都很类似，即从匹配与谐振两个条件出发，再加上一个假设条件(通常都是假定Q1值)，即可求出电路元件的数值。,2.6.1 宽带高频功率放大器,以LC谐振回路为输出电路的功率放大器，由于其相对通频带B/fo只有百分之几甚至千分之几，所以又称为窄带高频功率放大器。由于调谐系统复杂，窄带功率放大器的运用就受到了很大的限制。,继续,2.6宽带高频功率放大器与功率合成电路,近年来一种新颖的，能够在很宽的波段内实现不调谐工作的宽频带功率放大器得到了迅速的推广。,休息2,休息1,宽带功率放大器，实际上就是一种以非调谐单元作为输出匹配电路的功率放大器。它是以频率特性很宽的传输线变压器，代替了电阻、电容或电感线圈作为其输出电路。,宽频带功率放大器没有选频作用。因此谐波的抑制成了一个重要的问题。为此，放大管的工作状态就只能选在非线性畸变比较小的甲类或甲乙类状态，效率较低，也就是说宽频带放大器是以牺牲效率作为代价来换取宽频带输出的。,1.普通变压器不能在较宽频内工作的原因,继续,2.6.1 宽带高频功率放大器,休息2,休息1,图(b)中L、Ls1、r1是变压器初级绕组的电感、漏感和损耗电阻；Ls2、r2 是折合到初级后，次级绕组的漏感和损耗电阻；C是变压器各分布电容折合到初级后的总和；RL是折合到初级后的等效负载电阻。,在高频端由于初级绕组电感的感抗很强，因此在高频端等效电路中可以认为电感L是开路，如图(c)。在低频端，由于频率较低，各漏感和损耗电阻很小，也可略去不计，可以认为电容C开路，如图(d)；,可见工作频率越低，电感L的旁路作用就越大，于是输出电压将随着工作频率的降低而下将。在高频端负载RL接在Ls和C组成的串联谐振回路容抗元件的两端，在串联谐振频率fs的附近，负载两端的电压急剧增加，并在fs上达到最大值。但是，偏离谐振频率fs，电压将急剧减小,继续,2.宽频带传输线变压器的工作原理,休息2,休息1,传输线变压器是将两根等长的导线紧靠在一起，并绕在高导磁率低损耗的磁芯上构成的。最高工作频率可扩展到几百兆赫甚至上千兆赫。,传输线变压器与普通变压器在传输能量的方式上是不相同的，传输线变压器负载两端的电压不是次级感应电压，而是传输线的终端电压。,两根导线紧靠在一起，所以导线任意长度处的线间电容很大，且在整个线上均匀分布。其次，两根等长导线同时绕在高磁芯上，所以导线上均匀分布的电感量也很大，这种电路通常又叫分布参数电路。,在传输线变压器中，线间的分布电容不影响高频能量的传输，电磁波以电磁能交换的形式在导线间介质中传播的。,(1)1：1传输线变压器,继续,3.常用传输线变压器分析,休息2,休息1,1：1传输线变压器，又叫倒相变压器。当传输线无损时，可以认为u1=u2和i1=i2。,u1,u2,如果传输线的特性阻抗：,传输线输出端的等效阻抗为：,输入端（1、3端）的等效阻抗为：,为了实现传输线变压器与负载的匹配，要求：,为了实现信号源与传输线变压器的匹配，要求：,1：1传输线变压器，最佳匹配状态应该满足：,满足最佳功率传输条件的传输线特性阻抗为：,1：1传输线变压器具有最大的功率输出。但实际上，在各种放大电路中RL正好等于信号源内阻的情况是很少的。因此，1：1传输线变压器很少用作阻抗匹配元件，而更多的是用来作为倒相器，或进行不平衡-平衡以及平衡-不平衡转换。,(2)1：4和4：1传输线变压器,继续,3.常用传输线变压器分析,休息2,休息1,1：4传输线变压器是把负载阻抗降为1/4倍以便和信号源相匹配。在负载匹配的条件下，有 u1=u2=u和，i1=i2=i,由于变压器的1端与4端相连，输入端1端与3端的电压为u，负载RL上的电压为u1+u2=2u，输入端1的电流为i1+i2=2i，且,u1,u1,u2,u2,2u,+2u-,传输线变压器的输入阻抗为：,传输线变压器把负载RL变换为RL/4，实现了1：4的阻抗变换。,如果把输入端和输出端对调就成为4：1传输线变压器。4：1传输线变压器把负载阻抗升高4倍和信号源匹配，由电压电流关系不难证明该变压器具有4：1的阻抗变换作用。,
