电力电子PWM控制技术.ppt
2023/10/3,1,电力电子技术电子教案,第6章 PWM控制技术,第6章 PWM控制技术,引言6.1 PWM控制的基本原理6.2 PWM逆变电路及其控制方法 6.2.1 计算法和调制法 6.2.2 异步调制和同步调制 6.2.3 规则采样法 6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析 6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数 6.2.6 PWM逆变电路的多重化6.3 PWM跟踪控制技术 6.3.1 滞环比较方式 6.3.2 三角波比较方式6.4 PWM整流电路及其控制方法 6.4.1 PWM整流电路的工作原理 6.4.2 PWM整流电路的控制方法 本章小结,3,引言,PWM（Pulse Width Modulation）控制脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）第3、4章已涉及这方面内容第3章：直流斩波电路采用第4章有两处：4.1节斩控式交流调压电路，4.4节矩阵式变频电路本章内容PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术也介绍PWM整流电路,4,6.1 PWM控制的基本原理,理论基础冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同冲量指窄脉冲的面积效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同低频段非常接近，仅在高频段略有差异,图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲,5,6.1 PWM控制的基本原理,一个实例 图6-2a的电路电路输入：u(t)，窄脉冲，如图6-1a、b、c、d所示电路输出：i(t)，图6-2b面积等效原理,图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形,6,6.1 PWM控制的基本原理,用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波正弦半波N等分，可看成N个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等宽度按正弦规律变化,图6-3 用PWM波代替正弦半波,SPWM波形脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可,7,6.1 PWM控制的基本原理,等幅PWM波和不等幅PWM波由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路，6.4节的PWM整流电路输入电源是交流，得到不等幅PWM波4.1节讲述的斩控式交流调压电路，4.4节的矩阵式变频电路基于面积等效原理进行控制，本质是相同的,8,6.1 PWM控制的基本原理,PWM电流波电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波PWM波形可等效的各种波形直流斩波电路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理,9,6.2 PWM逆变电路及其控制方法,目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合本节内容构成了本章的主体PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路,10,6.2.1 计算法和调制法,计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化调制法输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称,11,6.2.1 计算法和调制法,与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波,12,计算法和调制法,结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明 工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补控制规律uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于UdV4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0负载电流为负的区间，V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud,13,6.2.1 计算法和调制法,V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0uo总可得到Ud和零两种电平uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平,图6-4 单相桥式PWM逆变电路,14,6.2.1 计算法和调制法,单极性PWM控制方式（单相桥逆变）在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断ur正半周，V1保持通，V2保持断当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud当uruc时使V3断，V4通，uo=0虚线uof表示uo的基波分量,图6-5 单极性PWM控制方式波形,15,6.2.1 计算法和调制法,双极性PWM控制方式（单相桥逆变）在ur的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负在ur一周期内，输出PWM波只有Ud两种电平仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件的通断ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同当ur uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通，uo=Ud,16,6.2.1 计算法和调制法,当ur0，VD2和VD3通，uo=-Ud单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制,图6-6 双极性PWM控制方式波形,17,6.2.1 计算法和调制法,双极性PWM控制方式（单相桥逆变）三相的PWM控制公用三角波载波uc三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120,图6-7 三相桥式PWM型逆变电路,18,6.2.1 计算法和调制法,U相的控制规律当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN=Ud/2当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN=-Ud/2当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2两种电平uUV波形可由uUN-uVN得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成,19,6.2.1 计算法和调制法,防直通死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波,图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形,20,6.2.1 计算法和调制法,特定谐波消去法(Selected Harmo-nic Elimination PWMSHEPWM)这是计算法中一种较有代表性的方法，如图6-9输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和），共6个开关时刻可控,图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即(6-1),21,6.2.1 计算法和调制法,其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称(6-2)同时满足式（6-1）、（6-2）的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为(6-3)式中，an为,22,6.2.1 计算法和调制法,图6-9，能独立控制a1、a 2和a 3共3个时刻。该波形的 an为 式中n=1,3,5,确定a1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程，求得a1、a2和a3,(6-4),23,6.2.1 计算法和调制法,消去两种特定频率的谐波 在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a2和a3也相应改变,(6-5),24,6.2.1 计算法和调制法,一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k1个频率的特定谐波k越大，开关时刻的计算越复杂除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍,25,6.2.2 异步调制和同步调制,载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制1.异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大,26,6.2.2 异步调制和同步调制,2.同步调制同步调制N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受,图6-10 同步调制三相PWM波形,27,6.2.2 异步调制和同步调制,分段同步调制(图6-11）把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近,28,6.2.3 规则采样法,按SPWM基本原理，自然采样法要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多规则采样法特点工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多,图6-12 规则采样法,29,6.2.3 规则采样法,规则采样法原理图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制开关器件的通断脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近,30,规则采样法,规则采样法计算公式推导 正弦调制信号波 式中，a称为调制度，0a1；wr为信号波角频率。从图6-12得 因此可得 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度,(6-6),(6-7),31,规则采样法,三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为dU、dV和dW，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(6-6)得(6-8)由式(6-7)得(6-9)利用以上两式可简化三相SPWM波的计算,32,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一分析双极性SPWM波形同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式分析方法不同信号波周期的PWM波不同，无法直接以信号波周期为基准分析以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式分析过程相当复杂，结论却简单而直观,33,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,单相的分析结果图6-13，不同a时单相桥式PWM逆变电路输出电压频谱图谐波角频率为(6-10)式中，n=1,3,5,时，k=0,2,4,；n=2,4,6,时，k=1,3,5,PWM波中不含低次谐波，只含wc及其附近的谐波以及 2wc、3wc等及其附近的谐波,图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图,34,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,三相的分析结果公用载波信号时的情况输出线电压中的谐波角频率为 式中，n=1,3,5,时，k=3(2m1)1，m=1,2,；n=2,4,6,时，图6-14，输出线电压频谱图,图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图,(6-11),35,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,和单相比较(图6-13)，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率wc整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是wc2wr和2wcwrSPWM波中谐波主要是角频率为wc、2wc及其附近的谐波，很容易滤除当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致,36,6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数,直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力减少器件的开关次数可以降低开关损耗正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出线电压的基波幅值为，直流电压利用率为0.866，实际还更低梯形波调制方法的思路采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大,37,提高直流电压利用率和减少开关次数,梯形波调制方法的原理及波形梯形波的形状用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut为以横轴为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高s=0时梯形波变为矩形波，s=1时梯形波变为三角波梯形波含低次谐波，PWM波含同样的低次谐波低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为d,图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制,38,提高直流电压利用率和减少开关次数,图6-16，d 和U1m/Ud随s 变化的情况图6-17，s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比s=0.4时，谐波含量也较少，d 约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好梯形波调制的缺点：输出波形中含5次、7次等低次谐波,图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率,图6-17 s 变化时的各次谐波含量,39,提高直流电压利用率和减少开关次数,线电压控制方式（叠加3次谐波）对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能目标使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数,图6-18 叠加3次谐波的调制信号,40,提高直流电压利用率和减少开关次数,直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同。合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波鞍形波的基波分量幅值大除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压,41,提高直流电压利用率和减少开关次数,线电压控制方式（叠加3倍次谐波和直流分量）（图6-19）叠加up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令(6-12)则三相的调制信号分别为,(6-13),42,6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数,不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，这种控制方式称为两相控制方式 优点（1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3（2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率 提高（3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式,43,6.2.6 PWM逆变电路的多重化,PWM多重化逆变电路，一般目的：提高等效开关频率、减少开关损耗、减少和载波有关的谐波分量PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式利用电抗器联接的二重PWM逆变电路（图6-20，图 6-21)）两个单元的载波信号错开180输出端相对于直流电源中点N的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2，已变为单极性PWM波,图6-20 二重PWM型逆变电路,44,6.2.6 PWM逆变电路的多重化,输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍,图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形,45,6.3 PWM跟踪控制技术,PWM波形生成的第三种方法跟踪控制 方法把希望输出的波形作为指令信号，把实际波 形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来 决定逆变电路各开关器件的通断，使实际的 输出跟踪指令信号变化常用的有滞环比较方式和三角波比较方式,46,6.3.1 滞环比较方式,电流跟踪控制应用最多基本原理把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较 器的输入通过比较器的输出控制器件V1和V2的通断V1（或VD1）通时，i增大V2（或VD2）通时，i减小通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*,47,6.3.1 滞环比较方式,参数的影响滞环环宽对跟踪性能的影响：环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大电抗器L的作用：L大时，i的变化率小，跟踪慢 L小时，i的变化率大，开关频率过高,图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例,图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流,48,6.3.1 滞环比较方式,三相的情况,图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形,图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路,49,6.3.1 滞环比较方式,采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点（1）硬件电路简单（2）实时控制，电流响应快（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电 流中高次谐波含量多（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点,50,6.3.1 滞环比较方式,采用滞环比较方式实现电压跟踪控制把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制,图6-26 电压跟踪控制电路举例,51,6.3.1 滞环比较方式,和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为电压输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除u*=0时，输出电压u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路u*为直流信号时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u*相同，从而实现电压跟踪控制,52,6.3.2 三角波比较方式,基本原理不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通过闭环来进行控制把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较，求出偏差，通过放大器A放大后，再去和三角波进行比较，产生PWM波形放大器A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性,53,6.3.2 三角波比较方式,特点开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少,图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路,54,6.3.2 三角波比较方式,定时比较方式不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据偏差的极性来控制开关器件通断在时钟信号到来的时刻，如i i*，V1断，V2通，使i减小每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的1/2和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些,55,6.4 PWM整流电路及其控制方法,实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压，且其中谐波分量大，因此功率因数很低二极管整流电路：虽位移因数接近1，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路控制PWM整流电路，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，也称单位功率因数变流器，或高功率因数整流器,56,6.4.1 PWM整流电路的工作原理,PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多1单相PWM整流电路图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接全桥电路直流侧电容只要一个就可以交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的,图6-28 单相PWM整流电路,a)单相半桥电路,b)单相全桥电路,57,6.4.1 PWM整流电路的工作原理,单相全桥PWM整流电路的工作原理正弦信号波和三角波相比较的方法对图6-28b中的V1V4进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端AB产生一个SPWM波uABuAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波由于Ls的滤波作用，谐波电压只使is产生很小的脉动当正弦信号波频率和电源频率相同时，is也为与电源频率相同的正弦波us一定时，is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相位差决定改变uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或使is与us相位差为所需角度,58,6.4.1 PWM整流电路的工作原理,相量图（图6-29）a：滞后 相角d，和 同相，整流状态，功率因数为1。PWM整流电路最基本的工作状态b：超前 相角d，和 反相，逆变状态，说明PWM整流电路可实现能量正反两个方向的流动，这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要c：滞后 相角d，超前 90，电路向交流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生器（Static Var GeneratorSVG）d：通过对 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滞后任一角度j,59,6.4.1 PWM整流电路的工作原理,对单相全桥PWM整流电路工作原理的进一步说明 整流状态下us 0时，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分别组成两个升压斩波电路，以（V2、VD4、VD1、Ls）为例V2通时，us通过V2、VD4向Ls储能V2关断时，Ls中的储能通过VD1、VD4向C充电,60,6.4.1 PWM整流电路的工作原理,us 0时，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分别组成两个升压斩波电路由于是按升压斩波电路工作，如控制不当，直流侧电容电压可能比交流电压峰值高出许多倍，对器件形成威胁另一方面，如直流侧电压过低，例如低于us的峰值，则uAB中就得不到图6-29a中所需的足够高的基波电压幅值，或uAB中含有较大的低次谐波，这样就不能按需要控制is，is波形会畸变可见，电压型PWM整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高调节，如要向低调节就会使性能恶化，以至不能工作,61,6.4.1 PWM整流电路的工作原理,2三相PWM整流电路图6-30，三相桥式PWM整流电路，最基本的PWM整流电路之一，应用最广工作原理和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相进行SPWM控制，在交流输入端A、B和C可得SPWM电压，按图6-29a的相量图控制，可使ia、ib、ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为1和单相相同，该电路也可工作在逆变运行状态及图c或d的状态,图6-30 三相桥式PWM整流电路,62,6.4.2 PWM整流电路的控制方法,有多种控制方法，根据有没有引入电流反馈可分为两种 没有引入交流电流反馈的间接电流控制 引入交流电流反馈的直接电流控制1间接电流控制间接电流控制也称为相位和幅值控制按图6-29a（逆变时为图6-29b）的相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为1的控制效果图6-31，间接电流控制的系统结构图图中的PWM整流电路为图6-30的三相桥式电路控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环,63,6.4.2 PWM整流电路的控制方法,控制原理 和实际直流电压ud比较后送入PI调节器，PI调节器的输出为一直流电流信号id，id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比稳态时，ud=，PI调节器输入为零，PI调节器的输出id和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应负载电流增大时，C放电而使ud下降，PI的输入端出现正偏差，使其输出id增大，进而使交流输入电流增大，也使ud回升。达到新的稳态时，ud和 相等，PI调节器输入仍恢复到零，而id则稳定为为新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应负载电流减小时，调节过程和上述过程相反,64,6.4.2 PWM整流电路的控制方法,从整流运行向逆变运行转换首先负载电流反向而向C充电，ud抬高，PI调节器出现负偏差，id减小后变为负值，使交流输入电流相位和电压相位反相，实现逆变运行稳态时，ud和 仍然相等，PI调节器输入恢复到零，id为负值，并与逆变电流的大小对应,图6-31 间接电流控制系统结构,65,6.4.2 PWM整流电路的控制方法,控制系统中其余部分的工作原理图中上面的乘法器是id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦信号，再乘以电阻R，得到各相电流在Rs上的压降uRa、uRb和uRc图中下面的乘法器是id分别乘以比a、b、c三相相电压相位超前/2的余弦信号，再乘以电感L的感抗，得到各相电流在电感Ls上的压降uLa、uLb和uLc各相电源相电压ua、ub、uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R和电感L上的压降，就可得到所需要的交流输入端各相的相电压uA、uB和uC的信号，用该信号对三角波载波进行调制，得到PWM开关信号去控制整流桥，就可以得到需要的控制效果。,66,6.4.2 PWM整流电路的控制方法,存在的问题在信号运算过程中用到电路参数Ls和Rs，当Ls和Rs的运算值和实际值有误差时，会影响到控制效果是基于系统的静态模型设计的，其动态特性较差间接电流控制的系统应用较少2 直接电流控制通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值，因此称为直接电流控制有不同的电流跟踪控制方法，图6-32给出一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图,67,6.4.2 PWM整流电路的控制方法,控制系统组成双闭环控制系统，外环是直流电压控制环，内环是交流电流控制环外环的结构、工作原理和图6-31间接电流控制系统相同外环PI调节器的输出为id，id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦信号，得到三相交流电流的正弦指令信号，和。，和 分别和各自的电源电压同相位，其幅值和反映负载电流大小的直流信号id成正比，这是整流器运行时所需的交流电流指令信号。指令信号和实际交流电流信号比较后，通过滞环对器件进行控制，便可使实际交流输入电流跟踪指令值,68,6.4.2 PWM整流电路的控制方法,图6-32 直接电流控制系统结构图优点控制系统结构简单，电流响应速度快，系统鲁棒性好获得了较多的应用,69,本章小结,PWM控制技术的地位PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用，并对电力电子技术产生了十分深远影响的一项技术器件与PWM技术的关系IGBT、电力MOSFET等为代表的全控型器件的不断完善给PWM控制技术提供了强大的物质基础PWM控制技术用于直流斩波电路直流斩波电路实际上就是直流PWM电路，是PWM控制技术应用较早也成熟较早的一类电路，应用于直流电动机调速系统就构成广泛应用的直流脉宽调速系统,70,本章小结,PWM控制技术用于交流交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是PWM控制技术在这类电路中应用的代表目前其应用都还不多但矩阵式变频电路因其容易实现集成化，可望有良好的发展前景,71,本章小结,PWM控制技术用于逆变电路PWM控制技术在逆变电路中的应用最具代表性正是由于在逆变电路中广泛而成功的应用，才奠定了PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位除功率很大的逆变装置外，不用PWM控制的逆变电路已十分少见第5章因尚未涉及到PWM控制技术，因此对逆变电路的介绍是不完整的。学完本章才能对逆变电路有较完整的认识,72,本章小结,PWM控制技术用于整流电路PWM控制技术用于整流电路即构成PWM整流电路可看成逆变电路中的PWM技术向整流电路的延伸PWM整流电路已获得了一些应用，并有良好的应用前景PWM整流电路作为对第2章的补充，可使我们对整流电路有更全面的认识,73,本章小结,PWM控制技术与相位控制技术以第2章相控整流电路和第4章交流调压电路为代表的相位控制技术至今在电力电子电路中仍占据着重要地位以PWM控制技术为代表的斩波控制技术正在越来越占据着主导地位相位控制和斩波控制分别简称相控和斩控把两种技术对照学习，对电力电子电路的控制技术会有更明晰的认识,图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲,返回,图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形,返回,图6-3 用PWM波代替正弦半波,返回,图6-4 单相桥式PWM逆变电路,返回,图6-5 单极性PWM控制方式波形,返回,图6-6 双极性PWM控制方式波形,返回,图6-7 三相桥式PWM型逆变电路,返回,图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形,返回,图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,返回,图6-10 同步调制三相PWM波形,返回,图6-11 分段同步调制方式举例,返回,图6-12 规则采样法,返回,图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图,返回,图6-14 三相桥式PWM逆变电路 输出线电压频谱图,返回,图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制,返回,图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率,返回,图6-17 s 变化时的各次谐波含量,返回,图6-18 叠加3次谐波的调制信号,返回,图6-19 线电压控制方式举例,返回,图6-20 二重PWM型逆变电路,返回,图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形,返回,图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例,返回,图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流,返回,图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路,返回,图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形,返回,图6-26 电压跟踪控制电路举例,返回,图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路,返回,图6-28 单相PWM整流电路,单相半桥电路,单相全桥电路,返回,图6-29 PWM整流电路的运行方式相量图,整流运行,逆变运行,无功补偿运行,Is超前角为j,返回,图6-30 三相桥式PWM整流电路,返回,图6-31 间接电流控制系统结构,返回,图6-32 直接电流控制系统结构图,返回,
