直流调速系统用的可控直流电源.ppt

1,1.2 V-M系统的主要问题Q1触发脉冲相位控制Q2电流脉动及其波形的连续与断续Q3抑制电流脉动的措施Q4晶闸管-电动机系统的机械特性 Q5晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数1.3 直流脉宽调速系统的主要问题Q1 PWM变换器的工作状态和电压、电流波形Q2 直流脉宽调速系统的机械特性Q3 PWM控制与变换器的数学模型Q4 电能回馈与泵升电压的限制,第2次,两种直流调速系统分析（从Uc到Ud）,2,1.2 V-M系统的主要问题,本节讨论V-M系统的几个主要问题：Q1 触发脉冲相位控制。Q2 电流脉动及其波形的连续与断续。Q3 抑制电流脉动的措施。Q4 晶闸管-电动机系统的机械特性。Q5 晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数。,2,3,在如图可控整流电路中，调节触发装置 GT 输出脉冲的相位，即可很方便地改变可控整流器 VT 输出瞬时电压 ud 的波形，以及输出平均电压Ud的数值。,Q1触发脉冲相位控制,2,4,等效电路分析,图2-2 V-M系统主电路的等效电路图,2,瞬时电压平衡方程,若把整流装置内阻移到装置外边，看成是其负载电路电阻的一部分，则整流电压可用其理想空载瞬时值ud0 和平均值 Ud0 来表示，相当于用图示的等效电路代替实际的整流电路。,5,瞬时电压平衡方程,(2-2),2,6,空载整流电压平均值Ud0,对ud0进行积分，即得理想空载整流电压平均值Ud0。用触发脉冲的相位角 控制整流电压的平均值Ud0是晶闸管整流器的特点。Ud0与触发脉冲相位角 的关系因整流电路的形式而异，对于一般的全控整流电路，当电流波形连续时，Ud0=f()可用下式表示,2,(2-3),7,对于不同的整流电路，它们的数值见表2-1。,整流电压的平均值计算,(2-3),*U2 是整流变压器二次侧额定相电压的有效值。,表2-1 不同整流电路的整流电压波形峰值、脉波数及平均整流电压,2,8,整流与逆变状态,当 0 0，晶闸管装置处于整流状态，电功率从交流侧输送到直流侧；当/2 max 时，Ud0 0，装置处于有源逆变状态，电功率反向传送。（有源逆变的条件？）,2,9,逆变颠覆限制,通过设置控制电压限幅值，来限制最大触发角。,2,为避免逆变颠覆，应设置最大的移相角限制。相控整流器的电压控制曲线如下图,10,图2-4 V-M系统的电流波形,电流波形断续 给用平均值描述的系统带来一种非线性因素，引起机械特性的非线性，影响系统的运行性能。应予避免。,2,电流连续当V-M系统主电路有足够大的电感量，而且电动机的负载也足够大时，整流电流便具有连续的脉动波形。,电流断续当电感量较小或负载较轻时，在某一相导通后电流升高的阶段里，电感中的储能较少；等到电流下降而下一相尚未被触发以前，电流已经衰减到零，于是，便造成电流波形断续的情况。,V-M系统中，由于电流波形的脉动，可能出现电流连续和断续两种情况。这不同于G-M系统。,Q2 电流脉动及其波形的连续与断续,11,Q3 抑制电流脉动的措施,或减轻这种影在V-M系统中，脉动电流会产生脉动的转矩，对生产机械不利，同时也增加电机的发热。为了避免响，须采用抑制电流脉动的措施，主要是：设置平波电抗器；增加整流电路相数；采用多重化技术。,2,12,平波电抗器的设置与计算,单相桥式全控整流电路 三相半波整流电路 三相桥式整流电路,（2-6）,（2-4）,（2-5）,设置平波电抗器,2,总电感量的计算,13,E.g.多重化整流电路,如图电路为由2个三相桥并联而成的12脉波整流电路，使用了平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。,并联多重联结的12脉波整流电路,采用多重化技术,2,14,Q4 晶闸管-电动机系统的机械特性,当电流连续时，V-M系统的机械特性方程式为 式中 Ce电机在额定磁通下的电动势系数,Ce=KeN。式中等号右边 Ud0 表达式的适用范围见表2-1。,2,*U2 是整流变压器二次侧额定相电压的有效值。,15,（1）电流连续情况,如图，改变，得一族平行直线。这和G-M系统的特性很相似。图中电流较小的部分画成虚线，表明这时电流波形可能断续，上式不再适用了。说明：只要电流连续，晶闸管可控整流器就可以看成是一个线性的可控电压源。,图2-5 电流连续时V-M系统的机械特性,2,16,当电流断续时，由于非线性因素，机械特性方程要复杂得多。以三相半波整流电路构成的V-M系统为例，电流断续时机械特性须用下列方程组表示,（2）电流断续情况,式中 一个电流脉波的导通角。,2,(2-8),(2-9),17,(3)电流断续机械特性计算,当阻抗角 值已知时，对于不同的控制角，可用数值解法求出一族电流断续时的机械特性。对于每一条特性，求解过程都计算到=2/3为止，因为 角再大时，电流便连续了。对应于=2/3 的曲线是电流断续区与连续区的分界线。,2,18,(5)V-M系统机械特性的特点,2,(4)V-M系统机械特性,图2-6 完整的V-M系统机械特性,图中绘出了完整的V-M系统机械特性，分为电流连续区和电流断续区。由图可见：当电流连续时，特性还比较硬；断续段特性则很软，而且呈显著的非线性，理想空载转速翘得很高。,19,Q5晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数,在进行调速系统的分析和设计时，可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节来看待。应用线性控制理论进行直流调速系统分析或设计时，须事先求出这个环节的放大系数和传递函数。实际的触发电路和整流电路都是非线性的，只能在一定的工作范围内近似看成线性环节。放大系数Ks,时间常数Ts,2,20,晶闸管触发和整流装置的放大系数的计算,如有可能，最好先用实验方法测出该环节的输入-输出特性曲线，右图是采用锯齿波触发器移相时的特性。设计时，希望整个调速范围的工作点都落在特性的近似线性范围之中，并有一定的调节余量。晶闸管触发和整流装置的放大系数可由工作范围内的特性率决定，计算方法是,图2-7 晶闸管触发与整流装置的输入-输出特性和Ks的测定,(2-10),2,Ks 由实测特性计算,21,若不可能实测特性，只好根据装置的参数估算。例如：设触发电路控制电压的调节范围为 Uc=010V 相对应的整流电压的变化范围是 Ud=0220V 可取 Ks=220/10=22,2,Ks 根据装置的参数估算,晶闸管触发和整流装置的放大系数估算,22,晶闸管触发和整流装置的传递函数,在动态过程中，可把晶闸管触发与整流装置看成是一个纯滞后环节，其滞后效应是由晶闸管的失控时间引起的。(纯滞后环节的传递函数？待定参数？)失控时间:晶闸管一旦导通后，控制电压Uc的变化在该器件关断以前就不再起作用，直到下一相触发脉冲来到时才能使输出整流电压Ud发生变化，这就造成整流电压滞后于控制电压的状况。,2,23,失控制时间是随机的，它的大小随发生变化的时刻而改变，最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间，与交流电源频率和整流电路形式有关，由下式确定,最大失控时间计算,式中 f 交流电流频率（Hz）；m 一周内整流电压的脉冲波数。,2,(2-11),相对于整个系统的响应时间来说，Ts 是不大的，在一般情况下，可取其统计平均值 Ts=Tsmax/2，并认为是常数。也有人主张按最严重的情况考虑，取Ts=Tsmax。,24,Ts 值的选取,下表列出了不同整流电路的失控时间。,表2-2 各种整流电路的失控时间（f=50Hz）,2,25,传递函数的求取,2,用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为,按拉氏变换的位移定理，晶闸管装置的传递函数为,由于式中包含指数函数，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较麻烦。,将该指数函数按泰勒级数展开，则,考虑到 Ts 很小，可忽略高次项，则近似成一阶惯性环节。,(2-12),(2-13),(2-14),26,晶闸管触发与整流装置动态结构,a)准确的,b）近似的,图2-9 晶闸管触发与整流装置动态结构框图,s,s,s,s,2,27,1.2 V-M系统的主要问题Q1触发脉冲相位控制Q2电流脉动及其波形的连续与断续Q3抑制电流脉动的措施Q4晶闸管-电动机系统的机械特性 Q5晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数1.3 直流脉宽调速系统的主要问题Q1 PWM变换器的工作状态和电压、电流波形Q2 直流脉宽调速系统的机械特性Q3 PWM控制与变换器的数学模型Q4 电能回馈与泵升电压的限制,28,1.3 直流脉宽调速系统的主要问题,自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM调速系统。,Q1.PWM变换器的工作状态和波形Q2.直流PWM调速系统的机械特性Q3.PWM控制与变换器的数学模型Q4.电能回馈与泵升电压的限制,3,29,Q1 PWM变换器的工作状态和波形,PWM变换器的作用：用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压Us调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压Ud的大小，以调节电机转速。PWM电压系数=Ud/UsPWM变换器电路主要分为不可逆与可逆两大种形式。（什么叫可逆？什么叫制动？）,1.不可逆PWM变换器（1）简单的不可逆PWM变换器（直流降压斩波器）（2）有制动的不可逆PWM变换器2.桥式可逆PWM变换器,3,30,1.不可逆PWM变换器,1-1直流降压斩波器 主电路原理图，功率开关器件可以是任意一种全控型开关器件。,图2-10 简单的不可逆PWM变换器-直流机系统,a）主电路原理图,图中：Us直流电源电压 C 滤波电容器 M 直流电动机 VD 续流二极管 VT 功率开关器件，栅极由脉宽可调的脉冲电压系列Ug驱动。,3,31,1,2,32,工作状态与波形,在一个开关周期内，当0 t ton时，Ug为正，VT导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当ton t T 时，Ug为负，VT关断，电枢失去电源，经VD续流。,3,33,在不可逆PWM 变换器中PWM电压系数=(2-16),Q1,PWM电压系数,在简单的不可逆电路中电流不能反向，因而没有制动能力，只能作单象限运行.,3,输出平均电压方程,(2-15),式中=ton/T 为 PWM 波形的占空比,改变（0 1）即可调节电机的转速。,34,图2-11a 有制动电流通路的不可逆PWM变换器,Us,+,Q1,需要制动时，必须为反向电流提供通路，如图a所示的双管交替开关电路。当VT1 导通时，流过正向电流+id，VT2 导通时，流过 id。应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在I,II象限，因为平均电压 Ud 并没有改变极性。,1-2有制动的不可逆PWM变换器,3,工作状态与波形(1)一般电动状态(2)制动状态(3)轻载电动状态,35,36,图2-11a 有制动电流通路的不可逆PWM变换器,M,+,VD2,Ug2,Ug1,VT2,VT1,VD1,E,1,2,C,Us,+,VT2,Ug2,VT1,Ug1,Q1,3,工作状态与波形(1)一般电动状态,在0 t ton期间，Ug1为正，VT1导通，Ug2为负，VT2关断。此时，电源电压Us加到电枢两端，电流 id 沿图中的回路1流通。,？输出平均电压,在 ton t T 期间，Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT2却不能立即导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使它失去导通的可能。,桥臂1,桥臂2,37,1,2,38,在一般电动状态中,id始终为正值（其正方向示于图2-11a中）。设ton为VT1的导通时间，则一个工作周期有两个工作阶段(如前).实际上是由VT1和VD2交替导通，虽然电路中多了一个功率开关器件，但并没有被用上。,3,输出波形：一般电动状态的电压、电流波形与简单的不可逆电路波形（图2-11b）完全一样。,图2-11b 一般电动状态的电压、电流波形,39,图2-11a 有制动电流通路的不可逆PWM变换器,Q1,3,在 0 t ton 期间，VT2 关断，反向电流沿回路 4 经 VD1 续流，向电源回馈制动，与此同时，VD1 两端压降钳住 VT1 使它不能导通,工作状态与波形(2)制动状态,？输出平均电压,在 ton t T期间，Ug2 变正，于是VT2导通，反向电流 id 沿回路 3 流通，产生能耗制动作用。,桥臂1,桥臂2,40,3,4,41,Q1,在制动状态中，id为负值，VT2就发挥作用了。这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候。这时，先减小控制电压，使 Ug1 的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使平均电枢电压Ud降低。但是，由于机电惯性，转速和反电动势E还来不及变化，因而造成 E Ud 的局面，很快使电流id反向，VD2截止，VT2开始导通。制动状态的一个周期分为两个工作阶段(如前)。因此，在制动状态中，VT2和VD1轮流导通，而VT1始终是关断的，此时的电压和电流波形示于图2-11c。,3,图2-11c 制动状态的电压电流波形,输出波形,42,Q1,3,图2-11a 有制动电流通路的不可逆PWM变换器,？输出平均电压,第4阶段，VD1续流，电流 id 沿回路4流通第1阶段，VT1导通，电流 id 沿回路1流通第2阶段，VD2续流，电流 id 沿回路2流通第3阶段，VT2导通，电流 id 沿回路3流通,工作状态与波形(3)轻载电动状态,桥臂2,桥臂1,43,3,4,1,2,44,轻载电动状态 是一种特殊情况，这时平均电流较小，以致在VT1关断后id经VD2续流时，还没有到达周期 T，电流已经衰减到零，此时，因而VD2两端电压也降为零，VT2便提前导通了，使电流方向变动，产生局部时间的制动作用。,Q1,轻载电动状态，一个周期分成四个阶段(如前）。,在3、4阶段，电动机流过负方向电流，电机工作在制动状态；在1、2阶段，电动机流过正方向电流，电机工作在电动状态。因此，在轻载时，电流可在正负方向之间脉动，平均电流等于负载电流，其输出波形见图1-17d。,3,工作状态与波形(3)轻载电动状态,45,输出波形,图2-11d 轻载电动状态的电流波形,Q1,3,图2-11a 有制动电流通路的不可逆PWM变换器,轻载电动状态,？输出平均电压,46,2.桥式可逆PWM变换器,可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图1-18所示。这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的可逆PWM变换器。(什么是单极式？什么是双极式？),Q1,3,47,图4-2 桥式可逆PWM变换器,H形主电路结构,Ug4,Ug2,Ug2,Ug4,Q1,3,单极式：直流信号波Ur与三角载波Uc比较，若Ur0,VT1保持导通，VT4交替通断。VT4导通时，UAB=+Us;VT4截止时，VD3续流，UAB=0。若UrUc,1#4#导通，V2#3#截止，UAB=+Us。若UrUc,1#4#截止，V2#3#导通，UAB=-Us。,48,双极式控制方式,（1）正向电动运行（id0）第1阶段，在 0 t ton 期间，Ug1、Ug4为正，VT1、VT4导通，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，电流 id 沿回路1流通，电动机M两端电压UAB=+Us；第2阶段，在ton t T期间，Ug1、Ug4为负，VT1、VT4截止，VD2、VD3续流，并钳位使VT2、VT3保持截止，电流 id 沿回路2流通，电动机M两端电压UAB=Us；,3,0-ton 桥臂1-4 ton-T 桥臂2-3,49,双极式控制方式（续）,（2）反向电动运行(id0)第1阶段，在 0 t ton 期间，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，VD1、VD4 续流，并钳位使 VT1、VT4截止，电流 id 沿回路4流通，电动机M两端电压UAB=+Us；第2阶段，在ton t T 期间，Ug2、Ug3 为正，VT2、VT3导通，Ug1、Ug4为负，使VT1、VT4保持截止，电流 id 沿回路3流通，电动机M两端电压UAB=Us；,3,0-ton 桥臂1-4 ton-T 桥臂2-3,50,输出平均电压,双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为（4-1）如果占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中PWM电压系数=2 1（4-2）,调速时，的可调范围为01，10.5时，为正，电机正转当 0.5时，为负，电机反转当=0.5时，=0，电机停止,3,51,注 意,当电机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。,3,52,性能评价,双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：1）电流一定连续。2）可使电机在四象限运行。3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20k左右。5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。,双极式控制方式的不足之处是：在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。,3,53,Q2 直流脉宽调速系统的机械特性,由于采用脉宽调制，严格地说，即使在稳态情况下，脉宽调速系统的转矩和转速也都是脉动的，所谓稳态，是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，机械特性是平均转速与平均转矩（电流）的关系。采用不同形式的PWM变换器，系统的机械特性也不一样。对于带制动电流通路的不可逆电路和双极式控制的可逆电路，电流的方向是可逆的，无论是重载还是轻载，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，现在就分析这种情况。,3,第3次,54,电压平衡方程式分两个阶段,式中的R、L 分别为电枢电路的电阻和电感。,带制动的不可逆PWM电路电压方程,(0 t ton)(2-17),(ton t T)(2-18),Q2,对于双极式控制的可逆电路，只在第二个方程中电源电压由 0 改为 Us，其他均不变。于是，电压方程为,(0 t ton),双极式可逆电路电压方程,(ton t T),3,55,机械特性方程,按电压方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式。无论是上述哪一种情况，电枢两端在一个周期内的平均电压都是 Ud=Us，只是 与占空比 的关系不同，分别为,=2 1（4-2）,=(2-16),平均电流和转矩分别用 Id 和 Te 表示，平均转速 n=E/Ce，而电枢电感压降的平均值 Ldid/dt 在稳态时应为零。于是，无论是上述哪一组电压方程，其平均值方程都可写成,(2-19),3,56,式中 Cm 电机在额定磁通下的转矩系数，Cm=KmN；n0理想空载转速，与电压系数成正比，n0=Us/Ce。,机械特性方程,Q2,(2-20),(2-21),或用转矩表示,3,57,PWM调速系统机械特性,图2-12 脉宽调速系统的机械特性曲线（电流连续），n0sUs/Ce,Q2,图中所示的机械曲线是电流连续时脉宽调速系统的稳态性能。图中仅绘出了第一、二象限的机械特性，它适用于带制动作用的不可逆电路(0 1)，双极式控制可逆电路的机械特性与此相仿，只是更扩展到第三、四象限了(-1 1)。,3,58,Q3 PWM控制与变换器的数学模型,图中绘出了PWM控制器和变换器的框图，其驱动电压都由 PWM 控制器发出，PWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。按照上述对PWM变换器工作原理和波形的分析，不难看出，当控制电压Uc改变时，PWM变换器输出平均电压Ud按线性规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一个开关周期 T。（与V-M系统的滞后相比？）,Q3,图2-13 PWM控制与变换器的框图,3,59,因此PWM控制与变换器（简称PWM装置）也可以看成是一个滞后环节，其传递函数可以写成,式中 Ks PWM装置的放大系数；Ts PWM装置的延迟时间，Ts T0。,Q3,（2-22）,当开关频率为10kHz时，T=0.1ms，在一般的电力拖动自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似看成是一个一阶惯性环节，故,（2-23）,与晶闸管装置传递函数完全一致。,3,60,Q4 电能回馈与泵升电压的限制,PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容C滤波，以获得恒定的直流电压，电容C同时对感性负载的无功功率起储能缓冲作用。,Q4,3,61,泵升电压产生的原因,PWM变换器中滤波电容的作用，滤波当电机制动时吸收运行系统动能由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。,3,62,在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用下图中的镇流电阻Rb 来消耗掉部分动能。分流电路靠开关器件 VTb 在泵升电压达到允许数值时接通。,泵升电压限制,Q4,3,对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把多余的能量逆变后回馈电网。,63,PWM系统的优越性,主电路线路简单，需用的功率器件少；开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。,Q4,3,64,UPE-电力电子变换器,以后用UPE代表由电力电子器件组成的变换器，其输入接三相(或单相)交流电源，输出为可控的直流电压Ud.对于中小容量系统，多采用由IGBT或P-MOSFET组成的PWM变换器。对于较大容量的系统，可采用其它电力电子开关器件，如GTO、IGCT等对于特大容量的系统，则常用晶闸管装置。,