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射频微电子学,第8章 混频器,本章内容,概述混频器的指标基于电路的非线性实现混频 基于乘法器的混频器亚采样混频器二极管混频器,概述,混频器把RF信号变换成一个较低的频率，称为中频（IF:Intermediate Frequency），可用固定的滤波器电路分析中总是假设器件或电路是线性时不变的而混频器（Mixer）正是要利用器件的非线性或时变特性来实现混频,线性时不变系统（LTI）不可能产生输入端没有的频率分量线性系统：时不变系统,混频器必须是用非线性的或者时变的元件提供频率变换混频的核心都是用两个信号在时域中相乘乘法产生了输入信号频率的和与差（对应上变频与下变频），其幅值正比于RF和LO信号幅值的乘积，如LO的幅值不变，则RF信号中的任何幅度调制都传递到IF信号中,转换增益（Conversion Gain）IF信号的功率（或电压、电流）与RF信号的功率之比噪声系数分为单边带（SSB）和双边带（DSB）噪声系数SSB NF：有用信号只存在于RF信号处DSB NF：有用信号同时存在于RF和Image处DSB NF比SSB NF小3dB。所以对于一个产品报告的噪声系数一定要区分DSB还是SSB,Mixer的性能指标,线性度通信系统中对输入动态范围的要求较高，通常要求80到100dB，其下限根据噪声系数确定；上限由线性度来确定与LNA一样，Mixer的线性度也用1 dB压缩点和IIP3等参数来衡量由于Mixer在LNA之后，所以线性度要求更高。隔离LO-IF feedthrough(馈通）：尽管可以通过滤波的方式抑制IF 端口的LO信号，但LO的功率很大，很有可能干扰IF信号，同时LO的噪声将恶化整体噪声性能LO-RF feedthrough：本振泄漏至天线影响其他信道、自混频、使系统灵敏度降低RF-LO feedthrough：同样有自混频现象，同时强干扰信号会影响本振的工作,阻抗匹配与片外镜频抑制滤波器及信道选择滤波器连接时需提供匹配的输入输出阻抗,混频器的典型指标混频器的种类系统角度：非线性和线性时变元件都可实现有源结构（转换增益大于1），无源结构（转换增益小于1）单平衡结构（输出中有LO频率），双平衡（无LO）,基于非线性元件实现混频,混频器的核心是要实现信号相乘，乘法可以通过器件的非线性间接实现用一个非线性的二端口网络来描述混频器系统的输入为RF与LO之和将这个非线性系统的输入输出关系用级数展开系统的输出将包含DC项、输入的各次谐波、以及互调项,DC项（由偶次非线性产生），在超外差应用中很容易被滤掉，在零中频中也可以用交流耦合解决谐波项mLO和mRF，m=1，2,N,一般离IF的频率较远，也很容易被滤掉互调项：pRFqLO，只有二次互调项(p=q=1)是所需要的。其它互调项，可能很接近IF因此很难滤除，而高阶非线性带来的这些互调项非常多。理想的非线性混频器：平方律特性非线性混频器的特例：平方律混频器 DC项c0很容易滤掉，所以忽略以简化计算,系统的输出包含三个分量的和：vfund与输入的频率相同，被滤除 vsquare会产生直流项和二次谐波，被滤除 有用的只是vcross,对于下变频，vcross中的和频项也被滤除电压转换增益（分立元件设计以功率，IC以电压或电流）如果LO的幅值固定，则混频器为线性混频，因为输出正比于输入平方律的非线性混频器用长沟道MOSFET很容易实现左图RF和LO信号直接相加利用漏电流与栅电压的平方 关系实现平方律混频实现方便，但RF与LO的隔 离较差,为了实现RF和LO很好的隔离，进行改进 栅源电压为RF与LO的和，偏置由 IBIAS确定，如果器件的栅足够长，并且 工作在饱和区，则有,转换增益在这里是个跨导的概念转换增益与器件的偏置无关，VBIAS 须足够大使得VGS大于VT，保证平方律特性,基于乘法器的混频器,由于非线性是间接提供乘法实现混频，所以会产生许多不希望的频率成分，而且由于二端口混频器只有一个输入端，所以RF和LO不能很好的隔离基于乘法器的混频器在理想情况下只产生需要的互调项，各个输入进入各自的端口，可以实现很好的隔离单平衡混频器（Single-Balanced Mixer）信号在电流阈相乘（RF的电压需变换成电流）vLO很大，使RF电流从差分对的一边切换到另一边,RF电流被LO信号以频率LO切换，所以输出电流为RF电流与一个方波相乘，再通过负载变换成输出电压,sgn函数的傅立叶级数只含奇次谐波，所以单平衡混频器的输出频谱是RF信号与LO信号的奇次谐波混频的结果，偏置电流的存在，LO的奇次谐波本身也出现在输出中,称为单平衡的原因是LO是差分信号，而RF为单端。单平衡的输出中存在LO分量，后面要讨论的双平衡（LO和RF都是差分）结构输出中没有LO,跨导单元的重要性Gm部分把RF电压变换成电流Mixer的动态范围由跨导电路决定，要求跨导电路实现电压到电流的线性变换（否则会引入三次失真）尽量低噪声能在较大带宽内与RF源阻抗的匹配,共源结构MOS管的跨导随栅源电压变化,共源结构一般通过源极负反馈来提高线性度。窄带情况下用电感负反馈更理想理想电感无噪声无直流压降，可以降低电源电压，以降低功耗电感的阻抗随频率增加而增大有助于衰减高频分量,共栅电路也可以用源级负反馈提高线性度如果从晶体管的源端看去的电导(gm)比RS的电导大的多，则共栅电路的线性化很有效，总的跨导约为1/RS,单平衡Mixer的转换增益方波基波分量的幅值为方波幅值的4/倍（IF信号在“和”、“差”分量之间均分），得到,双平衡混频器LO项在输出端的和为0（反并联LO项；双平衡）RF信号在输出端加倍实现了很好的LO-IF的隔离，通常能达到4060dB形状类似Gilbert放大器，所以也称Gilbert混频器,IC中最常用的混频器结构,单平衡混频器中的线性化方法也可以应用到双平衡中，在低电压应用中用一个LC谐振回路来代替尾电流源，减小直流压降，转换增益与单平衡一致,Gilbert混频器的噪声系数跨导级是一个很重要的噪声源，决定了噪声系数的下界这一部分噪声的计算方法和LNA一样开关差分对的噪声这部分噪声计算困难，因为这一部分表现出时变特性电流开关不是理想开关，会引起信号电流的衰减LO信号不是理想方波，会引起两个开关同时导通LO信号的噪声会在这个期间被放大开关速度慢，1/f 噪声会严重开关差分对会对总体噪声系数引起13dB的恶化Gilbert型的混频器噪声系数的一般在10dB以上,Gilbert Mixer的噪声分析。参考：H.Darabi,A.A.Abidi.Noise in RF-CMOS Mixers:A Simple Physical Model,IEEE Trans.Solid-State Circuits,2000,35(1):15-25.,降低开关管1/f 噪声的方法：电流注入，减小流过开关管的电流，提高开关速度。,电阻注入，影响增益电流源注入电流复用，反相器结构（偏置范围小，影响线性度）电流复用，分别偏置,Gilbert型混频器的线性度在电流开关性能很好，而且LO幅度足够大的情况下：混频器的IP3基本上等于跨导级电路的IP3优化跨导级线性度的方法有四种：预失真（Predistortion)反馈（包括负反馈和正反馈）前馈（Feedforward）逐段近似（Piecewise Proximation）预失真法，其思想是利用两个相反非线性相互抵消得到线性应用：电流镜。输入电流通过一个非线性器件得到栅源电压，用这个栅源电压产生与输入完全正比的电流）以共栅的跨导级电路说明这种方法的一个应用,输入阻抗依赖于vs，非线性,非线性与RinN相反,在MD和M1的尺寸相同以及合适的偏置电压VG的情况下，加入预失真电路后电路的输入阻抗：输入阻抗不再依赖于信号电源vs，消除了非线性由于有一部分信号电流从MD流过，衰减了信号，所以增加了MC管来进行补偿，vs引起MD和MC的电流变化大小相同所以能完全补偿MD带来的影响,K.J.Koh，M.Y.Park.Subharmonically Pumped CMOS Frequency Conversion(Up and Down)Circuits for 2-GHz WCDMA Direct-Conversion Transceiver,IEEE J.Solid-State Circuits,2004,39(6):871-884.,负反馈法源极负反馈就是负反馈法提高线性度的一个例子负反馈提高线性度以牺牲总的环路带宽为代价,正反馈提高线性度的例子：交叉4管（Cross-Quad）正反馈使iin的两端表现为短路：B点电压：A点电压：A、B两点电压相等，相当于短路。利用这个虚短，可以用无源电阻实现电压到电流的线性变换,由于A、B虚短，则注入A的电流为vin/RS,所以总跨导为1/RS线性，这个电流最后在M3和M4的漏端恢复成差分电流。四管交叉电路的输入端也可加在上面一对晶体管的栅上，如右图，跨导级的总跨导仍为1/RS,M1、M2的跨导尽量小，避免正反馈引起振荡,前馈（Feedforward）,类似于预失真（用前馈通路产生相反的失真，再从输出中减去）前馈的一个例子是“cascomp”电路（cascodecompensation，共源共栅补偿）M1、M2、M3和M4构成共源共栅电 路。用源级负反馈电阻提供一部分线 性化，但是非线性仍然存在vgs会引起失真使得分输出 电流不再正比于vin，引起失真 由于M3和M4具有相同的vgs,M5和 M6把这个误差变换成电流，并从输 出中减去，提高了线性度美国专利，4146844,分段近似（Piecewise Approximation）任何一个系统在足够小的输入范围内都是线性的，这一方法用几个子系统来实现线性化，每个子系统只在一个小的范围内工作当输入接近于0，跨导由中间的差分对提供，偏离0时，跨导由两边的差分对来提供，在一个很大的范围内跨导接近一个常数,逐段近似的跨导波形：分段线性化的代价：功耗大，输入电容大,电位混频器RF信号控制工作在线性区的MOS线性电阻，而MOS管的栅漏电压由LO信号控制，实现RF信号LO的相乘电容用来滤除和频分量，以及高次谐波为了使MOS管工作在线性区，栅的偏置电压必须大大超过LO的电压这种混频器的IIP3高，而噪声系数很大,无源混频器,无源混频器（功耗低、线性度高）无源混频器为了避免V-I变换线性度低的问题，可以直接在电压域内切换RF信号。CMOS工艺提供了良好的开关，所以这类混频器一般用CMOS工艺如图，LO信号控制四个开关，任一时刻，只有对角线上的两个导通，所以，vIF的值在vRF和-vRF之间切换，相当于RF和LO信号相乘LO为单位幅值方波时，电路的转换增益为GC2/1,由于开关不理想，实际的转换增益的表达式更为复杂，具体推导参见论文：A.Shahani et.al.,“A 12mW Wide Dynamic Range CMOS Front-end for a Portable GPS transceiver”,IEEE J.Solid-State Circuit,December 1997,无源混频器应用在IC中，输入阻抗和输出阻抗可以用电抗，而不用电阻，减小噪声，如图由于CMOS工艺，所以输出为电容C3输入电路中：L型匹配使RF电压略为提高，以减小电压损失；并联谐振回路滤除输入以及混频产生的高频信号；电阻R1确定共模电平IIP3和NF都与LO有关，IP3也和L型匹配的Q值有关，用300mV的LO，典型的SSB NF为10dB，IIP3为10dBm,亚采样(sub-sampling)混频器,压采样混频器的原理可以从下图看出，只要采样频率fLO2f（带通采样），f为信号的带宽，就可以恢复出中频信号，实现下变频优点是，LO的频率可以比较低,电路结构如图:采样模式下，M1M5导通，运算放大器处于开环状态，所以采样带宽由开关电阻和采样电容决定，带宽很高。1 um工艺很容易达到1GHz的带宽 保持时，只有M6和M7导通，电路简化为一个反馈系统，系统稳定时间只需比采样周期短，因此要求带宽不高,虽然采样频率可以低，但采样电路的时间分辨率要求较高，采样脉冲的窗口抖动（Aperture Jitter）要小由于采样脉冲的频谱很宽，把许多噪声搬移到了IF，所以这种混频器的噪声系数很高，一般SSB NF达到25dB。但线性度很好,二极管混频器,单二极管混频器输入是RF和LO的和，二极管的非线性使输出含有很多分量，RLC谐振回路选出IF分量这个混频器的性能很差，不提供任何隔离，没有增益在输出回路中去掉电感，就可以作为AM（调幅）信号的解调器，一直应用于收音机中双二极管混频器当vlO很大时，可以认为两个二极管作为开关，构成一个单平衡混频器RF-LO的隔离很好，而RF-IF的隔离很差,双平衡二极管混频器当LO为正时，右边的二级管对导通，B点电位为0（因为C点接地），vIF等于vRF，当vLO为负时，左边晶体管对导通，A点为0，vIF等于-vRF，相当于一个双平衡混频器LO-IF和LO-RF之间的隔离都很好,