《旋转变压器》PPT课件.ppt

第6章 旋转变压器,6.1 旋转变压器的类型和用途 6.2 旋转变压器的结构特点 6.3 正余弦旋转变压器的工作原理 6.4 线性旋转变压器 6.5 旋转变压器的典型应用 6.6 多极和双通道旋转变压器 6.7 感应移相器 6.8 感应同步器 思考题与习题,6.1 旋转变压器的类型和用途,旋转变压器可以单机运行,也可以像自整角机那样成对或三机组合使用。旋转变压器的输出电压与转子转角呈一定的函数关系,它又是一种精密测位用的机电元件,在伺服系统、数据传输系统和随动系统中也得到了广泛的应用。,从电机原理来看,旋转变压器又是一种能旋转的变压器。这种变压器的原、副边绕组分别装在定、转子上。原、副边绕组之间的电磁耦合程度由转子的转角决定,意味着：转子绕组的输出电压大小及相位必然与转子的转角有关。按旋转变压器的输出电压和转子转角间的函数关系,旋转变压器可分为正余弦旋转变压器(代号为XZ)、线性旋转变压器(代号为XX)以及比例式旋转变压器(代号为XL)。其中,正余弦旋转变压器的输出电压与转子转角成正余弦函数关系;线性旋转变压器的输出电压与转子转角在一定转角范围内成正比;比例式旋转变压器在结构上增加了一个锁定转子位置的装置。,这些旋转变压器的用途主要是用来进行坐标变换、三角函数计算和数据传输、将旋转角度转换成信号电压,等等。根据数据传输在系统中的具体用途,旋转变压器又可分为旋变发送机(代号为XF)、旋变差动发送机(代号为XC)和旋变变压器(代号为XB)。其实,这里数据传输的旋转变压器在系统中的作用与相应的自整角机的作用是相同的。,若按电机极对数的多少来分,可将旋转变压器分为单极对和多极对两种。采用多极对是为了提高系统的精度。若按有无电刷与滑环间的滑动接触来分类,旋转变压器可分为接触式和无接触式两大类。本章将以单极对、接触式旋转变压器为研究对象阐明旋转变压器的工作原理、典型结构和误差补偿等。,6.2 旋转变压器的结构特点,旋转变压器的典型结构与一般绕线式异步电动机相似。它由定子和转子两大部分组成,每一大部分又有自己的电磁部分和机械部分,如图 6-1所示,下面以正余弦旋转变压器的典型结构分析之。,图 6 1 旋转变压器结构示意图,图 6-2 正余弦旋转变压器原理示意图,定子的电磁部分仍然由可导电的绕组和能导磁的铁心组成。定子绕组有两个,分别叫定子励磁绕组(其引线端为D1、D2)和定子交轴绕组(其引线端为D3、D4)。两个绕组结构上完全相同,它们都布置在定子槽中,而且两绕组的轴线在空间互成90,如图 6-2 所示。定子铁心由导磁性能良好的硅钢片叠压而成,定子硅钢片内圆处冲有一定数量的规定槽形,用以嵌放定子绕组。定子铁心外圆是和机壳内圆过盈配合,机壳、端盖等部件起支撑作用,是旋转电机的机械部分。,6.3 正余弦旋转变压器的工作原理,原理：,定子通入电流、电流产生磁场,磁场匝链定子中的绕组产生感应电势ED,磁场匝链转子中的绕组产生感应电势ER,两电压之比等于定子绕组和转子绕组的匝数之比。,6.3.1 空载运行时的情况 如图 6-2 中,设该旋转变压器空载,即转子输出绕组和定子交轴绕组开路,仅将定子绕组D1-D2加交流励磁电压。那么气隙中将产生一个脉振磁密,其轴线在定子励磁绕组的轴线上。据自整角机的电磁理论,磁密 将在副边即转子的两个输出绕组中感应出变压器电势。,只是自整角机的副边为发送机定子三相绕组,而这里的旋转变压器的副边为转子两相绕组。这些变压器电势在时间上同相位,而有效值与对应绕组的位置有关。设图中余弦输出绕组Z1-Z2轴线与脉振磁密 轴线的夹角为,仿照自整角机中所得出的结论公式(式 5-4),可以写出这里的励磁磁通 在正、余弦输出绕组中分别感应的电势。ER1=ERcos 在Z1-Z2中 ER2=ER cos(+90)=-ERsin 在Z3-Z4中,(6-1),式中,ER为转子输出绕组轴线与定子励磁绕组轴线重合时,磁通D在输出绕组中感应的电势。若假设D在励磁绕组D1-D2中感应的电势为ED,则旋转变压器的变比为,式中,WR表示输出绕组的有效匝数;WD表示励磁绕组的有效匝数。,(6-2),ER1=ERcos 在Z1-Z2中 ER2=ER cos(+90)=-ERsin 在Z3-Z4中,把式(6-2)代入式(6-1)得 ER1=kuED cos ER2=-kuED sin,(6-3),与变压器类似,可忽略定子励磁绕组的电阻和漏电抗,则ED=Us1,空载时转子输出绕组电势等于电压,于是式(6-3)可写成 UR1=kuUs1cos UR2=-kuUs1sin,(6-4),6.3.2 负载后输出特性的畸变 旋转变压器在运行时总要接上一定的负载,如图 6-3中Z3、Z4输出绕组接入负载阻抗ZL。由实验得出,旋转变压器的输出电压随转角的变化已偏离正弦关系,空载和负载时输出特性曲线的对比如图 6-4 所示。,图 6-3 正弦输出绕组接负载ZL,引起畸变的主要原因：交轴分量磁通密度BZq的作用。Why？,如果负载电流越大,两曲线的差别也越大。这种输出特性偏离理论上的正余弦规律的现象被称为输出特性的畸变。但是,这种畸变必须加以消除,以减少系统误差和提高精确度。,接入负载，绕组中产生电流,电流产生脉振磁场,该磁场分解为两个方向,第一个分量：直轴分量，作用相当于普通变压器的磁通。理论上：由磁势平衡原理，副方接入负载流过电流I时，原方电流也必然增加一个负载分量，以保持主磁通基本不变。实际中：由于电流增加，漏阻抗压降也增加，从而主磁通会略有减少。因而原、副边感应电势也会略有下降。在旋转变压器中，该直轴分量的磁通也相当于此作用。不同的是，在一般变压器中，副方负载不变，原副边电势不变 旋转变压器中，副方电流及其所产生的直轴磁通所感应的电势大小随转角的变化而变化。但是就输出电压曲线畸变的问题而言，对其影响很小。该情况和普通变压器中主磁通和感应电势的情况一样，只要原方电压不变，变压器从空载到负载的主磁通和感应电势基本不变。,第二个分量：显然,由于BZq=BZ cos,故它所对应的交轴磁通q必定和BZ cos成正比:qBZ cos(6-5),由图 6-3可以看出,q与Z3-Z4输出绕组轴线的夹角为,设q匝链Z3-Z4输出绕组的磁通为q34,则 q34=q cos,将式(6-5)代入上式,则 q34BZ cos 2 磁通q34在Z3-Z4绕组中感应电势仍属变压器电势,其有效值为:Eq34=4.44fWZq34BZ cos 2(6-6),式中,WZ为转子上Z3-Z4输出绕组的有效匝数,由上式知,旋转变压器Z3-Z4绕组接上负载后,除了电压UR2=-kuUs1sin以外,还附加了正比于BZ cos 2的电势Eq34。这个电势的出现破坏了输出电压随转角作正弦函数变化的规律,即造成输出特性的畸变。而且在一定转角下,Eq34正比于BZ,而BZ又正比于Z3-Z4绕组中的电流IR2,即IR2愈大,Eq34也愈大,输出特性曲线畸变也愈严重。,6.3.3 副边补偿的正余弦旋转变压器 副边补偿的正余弦旋转变压器实质上就是副边对称的正余弦旋转变压器,其电气接线图如图6-5所示。其励磁绕组D1-D2加交流励磁电压,D3-D4绕组开路;转子Z1-Z2输出绕组接阻抗Z,应使阻抗Z等于负载阻抗ZL,方能使q12=q34(即FR1q=FR2q),以便得到全面补偿。,为消除该磁通的影响，采取相应的措施。消除特性畸变的方法也称为补偿。一种是：副边补偿；另一种是：原边补偿。,图 6-5 副边补偿的正余弦旋转变压器,证明 设K为常数,通过Z1-Z2绕组的电流为,产生的磁势为;通过Z3-Z4绕组的电流为,产生磁势为,则 FR1=KIR1 FR2=KIR2,(6-7),由图 6-5知,交轴磁势为 FR1q=FR1sin=KIR1sin FR2q=FR2cos=KIR2cos,(6-8),由图 6-5 的电路关系得,(6-9),将式(6-9)代入式(6-8)得以下两式:,(6-11),(6-10),比较以上两式,如果要求全补偿即FR1q=FR2q 时,则只有Z=ZL。以上两式的正负号也恰恰说明了不论转角是多少,只要保持Z=ZL,就可以使要补偿的交轴磁势FR2q(对应于q34)和另一绕组产生的磁势FR1q 大小相同,方向相反。从而消除了输出特性曲线的畸变。,6.3.4 原边补偿的正余弦旋转变压器 用原边补偿的方法也可以消除交轴磁通的影响。接线图如图 6-6所示,此时定子D1-D2励磁绕组接通交流电压,定子交轴绕组D3-D4端接阻抗Z;转子Z3-Z4正弦绕组接负载ZL,并在其中输出正弦规律的信号电压;Z1-Z2绕组开路。,从图 6-6 可以看出,定子交轴绕组对交轴磁通q34来说是具有阻尼作用的一个绕组。根据楞次定律,旋转变压器在工作时交轴磁通q34在绕组D3-D4中要感生电流,该电流所产生的磁通对交轴磁通q34有着强烈的去磁作用,从而达到了补偿的目的。同证明副边补偿的方法类似,可以证明,当定子交轴绕组外接阻抗Z等于励磁电源内阻抗Zn,即Z=Zn时,由转子电流所引起的输出特性畸变可以得到完全的补偿。因为一般电源内阻抗Zn值很小,所以实际应用中经常把交轴绕组直接短路,同样可以达到完全补偿的目的。,6.3.5 原、副边都补偿的正余弦旋转变压器 原边和副边都补偿时的正余弦旋转变压器如图 6-7 所示,此时其四个绕组全部用上,转子两个绕组接有外接阻抗ZL和Z,允许ZL有所改变。和单独副边或单独原边补偿的两种方法比较,采用原、副边都补偿的方法,对消除输出特性畸变的效果更好。这是因为,单独副边补偿时补偿所用阻抗Z的数值和旋转变压器所带的负载阻抗ZL的值必须相等。对于变动的负载阻抗来说,这样不能实现完全补偿。,而单独原边补偿时,交轴绕组短路,此时负载阻抗改变将不影响补偿程度,即与负载阻抗值的改变无关,所以原边补偿显得容易实现。但是同时采用原、副边补偿,对于减小误差、提高系统性能将是更有利的。,图 6-7 原、副边同时补偿的正余弦旋转变压器,6.4 线性旋转变压器,线性旋转变压器是由正余弦旋转变压器改变连接线而得到的。即将正余弦旋转变压器的定子D1-D2绕组和转子Z1-Z2绕组串联,并作为励磁的原边。如图6-8所示,定子交轴绕组D3-D4端短接作为原边补偿,转子输出绕组Z3-Z4端接负载阻抗ZL,如果将原边施加交流电压 后,转子Z3-Z4绕组所感应的电压UR2与转子转角有如下关系:,图 6-8 原边补偿的线性旋转变压器,式中,当变压比ku取为0.560.59之间,则转子转角在60范围内,输出电压UR2 随转角的变化将呈良好的线性关系。如图 6-9 曲线所示。,(6-12),图 6-9,曲线,输出电压UR2与转角成正比即UR2=K的旋转变压器被称为线性旋转变压器。当转角很小时,sin,所以当正余弦旋转变压器的转角很小时,输出电压近似是转角的线性函数。但是,若要求在更大的角度范围内得到与转角成线性关系的输出电压,直接使用原来的正余弦旋转变压器就肯定不能满足要求。因此,将接线图改为图 6-8 的方式,与此图对应的表达式(6-12)就成了线性旋转变压器的原理公式。该式推导方法如下:,在图 6-8 中,由于采用了原边补偿(当然也可采用副边补偿),其交轴绕组被短接,即认为电源内阻抗Zn很小。交轴绕组的作用抵消了绝大部分的交轴磁通,可以近似认为该旋转变压器中只有直轴磁通D。D在定子D1-D2绕组中感应电势ED,则在转子Z3-Z4绕组中感应的电势为 ER2=-kuED sin 在转子Z1-Z2绕组中感应的电势为:ER1=kuED cos,因为定子D1-D2绕组和转子Z1-Z2绕组串联,所以若忽略绕组的漏阻抗压降时,则有 Us1=ED+kuED cos 又因为转子输出绕组的电压有效值UR2在略去阻抗压降时就等于ER2,即 UR2=-ER2=kuED sin 故以上两式的比值为,上式和式(6-12)是一致的,根据此式,当电源电压Us1一定时,旋转变压器的输出电压UR2随转角变化曲线与图 6-9 曲线一致。从数学推导可知,当转角=60 范围内,而且变压比ku=0.56时,输出电压和转角之间的线性关系与理想直线相比较,误差远远小于0.1%,完全可以满足系统要求。,6.5 旋转变压器的典型应用,旋转变压器广泛应用于解算装置和高精度随动系统中及系统的装置电压调节和阻抗匹配等。在解算装置中主要用来求解矢量或进行坐标转换、求反三角函数、进行加减乘除及函数的运算等等;在随动系统中进行角度数据的传输或测量已知输入角的角度和或角度差;比例式旋转变压器则是匹配自控系统中的阻抗和调节电压。以下介绍三种典型例子。,6.5.1 用旋转变压器求反三角函数 当旋转变压器作为解算元件时,其变比系数ku常设计为1。它和有关元件配合可以进行数学计算、坐标变换等。以下仅以求反三角函数为例来说明。即已知E1和E2值,如何求反余弦函数=arccos(E2/E1)的问题。,图 6-10 求=arccos(E2/E1)的接线图,接线图如图 6-10所示。电压U1加在旋转变压器的转子绕组Z1-Z2端,略去转子绕组阻抗压降则电势E1=U1;定子绕组D1-D2端和电势E2串联后接至放大器,经放大器放大后加在伺服电动机的电枢绕组中,伺服电动机通过减速器与旋转变压器转轴之间机械耦合。,Z1-Z2 绕组和D1-D2绕组设计制造的匝数相同,即ku=1,所以Z1-Z2绕组通过电流后所产生的励磁磁通在D1-D2绕组中感应电势为E1cos。放大器的输入端电势便为E1 cos-E2。如果E1 cos=E2,此时伺服电动机将停止转动,则E2/E1=cos,因此转子转角=arccos(E2/E1),这正是我们所要求的结果。可见利用这种方法可以求取反余弦函数。,6.5.2 比例式旋转变压器 比例式旋转变压器的用途是用来匹配阻抗和调节电压的。若在旋转变压器的定子绕组D1-D2端施以励磁电压,转子绕组Z1-Z2从基准电压零位逆时针转过角,则转子绕组Z1-Z2端的输出电压为 UR1=kuUf1cos 此式与式(6-4)的第一式相同。此时,定子D3-D4绕组直接短路进行原边补偿,转子Z3-Z4 绕组开路。将上式改写成:,上式中的转子转角在0360之间变化,也就是cos在+1.0-1.0范围内变动。因变比ku为常数,故比值UR1/Uf1将在ku的范围内变化。如果调节转子转角到某定值,则可得到唯一的比值UR1/Uf1。这就是比例式旋转变压器的工作原理,在自控系统中,若前级装置的输出电压与后级装置需要的输入电压不匹配,可以在其间放置一比例式旋转变压器。将前级装置的输出电压加在该旋转变压器的输入端,调整比例式旋转变压器的转子转角到适当值,即可得到输出后级装置所需要的输入信号电压。,6.5.3 由XF、XC、XB构成的角度数据传输系统 旋变发送机XF、旋变差动发送机XC及旋变变压器XB的结构和本身的原理与正余弦旋转变压器完全相同。由XF、XC、XB构成的角度数据传输系统(如图 6-11 所示)与由ZKF、ZKC、ZKB组成的自整角机角度数据传输系统具有相同的功用。,由旋转变压器所构成的角度传输系统也能精确地传输旋变发送机转子转角1与旋变差动发送机转子转角2之差角1-2。1和2的正方向应按照逆时针方向取正,顺时针方向取负的原则来取。,图 6-11 XF-XC-XB组成的角度数据传输系统,当旋变变压器XB的输出绕组接一相或两相不对称负载时,负载电流产生电枢反应,使气隙中的正弦磁场发生畸变,会导致旋转变压器输出电压与转子转角成正余弦函数的关系产生偏差,造成解算精度和数据传输精度下降。为了提高精度消除偏差,仍然采用原、副边补偿的方法,效果将更好。,6.6 多极和双通道旋转变压器,为了提高系统对检测的精度要求,采用了由两极和多极旋转变压器组成的双通道伺服系统。这样可以使精度从角分级提高到角秒级。双通道中粗测道由一对两极的旋转变压器组成,精测道由一对多极的旋转变压器组成。,6.6.1 采用多极旋转变压器提高系统精度的原理 对于多极旋转变压器来说,其工作原理和两极旋转变压器相同,不同的只是定、转子绕组所通过的电流会建立多极的气隙磁场。因此使旋转变压器输出电压值随转角变化的周期不同。图 6-12中图(a)表示两极旋转变压器的磁场分布展开图,图(b)表示多极旋转变压器的磁场分布展开图。图中设线圈的跨距等于一个极距。,当定子励磁相加电压时,沿定子内圆建立p对极的磁场,每对极所对应的圆心角为360/p。不难想象,转子每转过360/p,转子就转过一对极的距离,输出绕组电势变化一个周期,变化情况与两极旋转变压器转子转过一转360的变化情况一样。,图 6-12 旋转变压器的展开图(a)两极旋转变压器;(b)多极旋转变压器,与自整角机的情况一样,当一对旋转变压器作差角测量时,其输出电压的大小是差角的正弦函数。两极和多极旋转变压器的不同之处是,两极时输出电压有效值大小随差角作正弦变化的周期是360,多极时周期为360/p。亦即差角变化360时,多极的旋转变压器的输出电压就变化了p个周期,如图 6-13 所示。若用表示差角,用U2(l)、U2(p)分别表示两极和多极旋转变压器输出电压的有效值,则 U2(l)=Um(l)sin(6-14)U2(p)=Um(p)sinp(6-15),1两极旋转变压器;2多极旋转变压器图 6-13 一对旋转变压器作差角测量时的输出电压波形,式中,Um(l)、Um(p)分别为两极、多极旋转变压器的最大输出电压有效值。注意到多极旋转变压器每对极在定子内圆上所占的角度360/p指的是实际的空间几何角度,这个角度被称为机械角度。在四极及以上极数的电机中常常把一对极所占的360定义为电角度,这是因为绕组中感应电势变化一个周期为360。对于两极电机,其定子内圆所占电角度和机械角度相等均为360;而p对极电机,其定子内圆全部电角度为360p,但机械角度却仍为360。所以二者存在以下关系:电角度=机械角度极对数(6-16),这样以来,式(6-14)和式(6-15)中正弦函数所对应的角度实际上是用电角度表示的,这个电角度当然和电压(或电势、电流)的时间相位角是对应相等的。式(6-14)中为两极时的电角度,式(6-15)中p为p对极时的电角度。经比较可知，多极旋转变压器把两极时的角度放大了p倍。这就是采用多极旋转变压器组成的测量角度系统可以大幅度提高精度的原因。,提高精度的原因可以用图6-14的例子再加解释。图中曲线1表示作角度测量时两极旋转变压器的输出电压有效值波形,曲线2表示此时多极旋转变压器的输出电压有效值波形。设在0角时,两极旋转变压器的输出电压U0经放大后尚不能驱动交流伺服电动机。但如果改用多极旋转变压器,在同样的0时,由于电角度比两极时放大到p倍,图中仍为0处,所以输出电压U2(p)=Um(p)sinp0 的值比较高,即图中的A点。该点电压放大后可以使交流伺服电动机转动,直到U2(p)=U0时才停转到图中B点。,图 6-14 两极旋转变压器与多极 旋转变压器的误差比较,此时系统的误差由0减少到0。由图可知,0较0小得多,故使系统的精度大大提高。一般情况下,多极旋转变压器的极数越多,系统的精度就越高。如果仅使用一对多极旋转变压器组成的测角系统,如图 6-13中在机械角度等于360/p,2(360/p),3(360/p),这些位置上时,其输出电压都为0。则系统就会在这些“假”零位上协调,以致造成莫大错误。为了避免发生这种情况,故发展了双通道同步随动系统。其原理图如图 6-15所示。,图 6-15 电气变速双通道同步随动系统,图中1XF、1XB分别表示两极的旋变发送机和两极旋变变压器,它们组成了粗测通道。nXF、nXB分别表示多极旋变发送机和多极旋变变压器,它们组成精测通道。两个通道的旋变发送机和旋变变压器的轴分别直接耦合,如图中点划线所示。精测和精测旋变变压器的输出都接到选择电路(或叫电子开关,见本节附注)SW。其作用如下:当发送轴和接收轴处于大失调角时,SW只将精测通道的电压输出,使系统工作在粗测信号下;而当发送轴和接收轴处于小失调角时,SW只将精测通道的电压输出,使系统的精测通道断开。因此,这种双通道系统既充分利用了采用多极旋转变压器时的优点,又避免了假零位协调的缺点。,如果将角位移时的转速用电角度来表示，则多极旋转变压器在系统中可将电气转速提高到p倍,因此这种系统又称之为电气变速式双通道同步随动系统。这时的极对数p也认为是电气速比。这种同步随动系统具有很高的精度,一般可以达到系统精度小于1。其精度高的原因:一方面是依靠增加电气速比p来减少系统误差;另一方面也是由于多极旋变电机本身较两极旋变的精度提高很多。,因为当极对数增加时,每对极沿定子内圆所占的弧长就减短,那么在某一对极下,由于气隙不均匀等因素所引起的磁通密度非正弦分布的程度就小得多。如果各对极极面下的平均气隙仍不相等,则可通过各对应极对下的绕组之间进行串联以达到平均补偿,这样便使得多极旋变较两极旋变的精度大大提高。例如,一般两极旋变的精度只能做到几个或几十个角分,而多极旋变则可达到几十个角秒甚至达到37。,6.6.2 多极旋转变压器的结构 用于电气变速的同步随动系统中的双通道旋转变压器,是由两极旋转变压器(粗机)和多极旋转变压器(精机)组合成一体的旋转变压器。从磁路组合情况可将它分为组装式和分装式两大类,如图 6-16的图(c)和(d)所示。组装式的定、转子装在同一机壳内,通过轴伸、啮合齿轮和主轴联接,并通过电刷和滑环引入或输出电信号;分装式的转子一般为大内孔,可直接套在被测装置的主轴上,省略了传动齿轮,有利于提高整体的精度,分装式结构通常不带电刷和滑环,而且便于与总机配套。,从机械组合情况看,又可将双通道旋转变压器分为平行式和重叠式两类,如图 6-16的图(a)和(b)所示。机械组合式的结构,其精机和粗机在电磁方面互不干扰,容易保证精机的精度,而且使粗精机零位可调。但是磁路组合式结构简单,工艺性好,体积小,是机械组合式所不及的。,图 6-16 多极旋转变压器的基本结构形式(a)机械组合(平行式);(b)机械组合(重叠式);(c)磁路组合(组装式);(d)磁路组合(分装式),多极旋转变压器除了上述粗精机组合在一起的组合结构外,也有单独精机结构的多极旋转变压器,其结构形式也可分为组装式和分装式两种。它和磁路组合式的结构基本上是一样的,只不过其定、转子绕组均为多极绕组,并非两极绕组。多极旋转变压器除了用于角度传输系统中之外,还可以用于解算装置和模数转换装置中。多极双通道旋转变压器的常用极对数有:5、15、30、36、60、72,或2、4、8、16、32、64、128等。其常用机座号有:45、70、110、160、200、250、320、400等几种。,6.6.3 说明(1)按照前述旋转变压器提高精度的原理,自整角机也和旋转变压器一样,可以制成多极的结构,以大幅度地提高系统和自整角机本身的精度。多极自整角机也广泛应用于双通道甚至三通道的同步系统中。其理论和多极旋变相似,这里不再赘述了。,1精测通道输出绕组;2粗测通道输出绕组 图 6-17 无触点电子切换开关,(2)关于图 6-15中的选择电路SW问题,它实质上是一种电子开关。目前常用的一种电子开关如图 6-17所示。它又叫无触点电子切换开关。这种开关的工作原理是利用了半导体元件非线性的伏安特性。在精测通道电路中,电阻R2远大于R1。当失调角较大,输出电压较大时,整流器B1、B2的电阻很小,就相当于将精测通道的输出电压短路,而粗测通道的输出电压则大部分降落在电阻R3上,因此,这时在输出端上只有粗测通道的输出电压起作用;当失调角很小时,输出电压不大,整流器B1的电阻变得很大,则精测通道的大部分电压降落在电阻R2上,而粗测通道的输出电压降落在整流器B2上。此时,在电子切换开关的输出端上,实际上只有精测通道的输出电压在起作用。,(3)磁路组合式多极旋转变压器主要技术数据举例。例 1 多极旋变发送机:型号为110XFS1/30a;极对数为1/30对极(粗机/精机);励磁方在转子上;额定电压36 V;频率为400 Hz;开路输入阻抗2000/150()(粗机/精机);开路输入功率0.5/6.5(W)(粗机/精机);最大输出电压为12 V;粗精机零位偏差030。例 2 多极旋变变压器:型号为110XBS1/30a;极对数为1/30对极(粗机/精机);励磁方在定子上;额定电压为12 V;频率为400 Hz;开路输入阻抗为3000/200();开路输入功率为0.03/1(W);最大输出电压为6 V;粗精机零位偏差为330。,6.7 感 应 移 相 器,感应移相器是在旋转变压器基础上演变而成的一种自控元件。它作为移相元件常用于测角或测距及随动系统中。其主要特点是输出电压的相位与转子转角成线性关系,而且其输出电压的幅值能保持恒定。,感应移相器的基本结构与旋转变压器相同,若将旋转变压器的输出绕组接上移相电路,如图6-18所示,当其中电阻R和电容C以及旋转变压器本身的参数满足一定的条件时,则旋转变压器就转变成感应移相器了。当定子边加上单相励磁电压 时,感应移相器的输出电压 将是一个幅值不变、相位与转子转角成线性关系的交流电压。,图 6-18 感应移相器工作原理图,6.7.1 空载时的输出电压 先通过推导感应移相器空载时的输出电势来加以说明。为简便起见,忽略绕组的漏阻抗压降。按照分析变压器时的规定正方向,根据基尔霍夫第二定律列出该正方向下(如图 6-18 所示)的转子边正、余弦绕组的电势平衡方程式：,(6-17),(6-18),由于以上两式的右边均等于,故可将它们相等,从中解得,若使移相回路的参数能满足如下条件:,(6-19),将式(6-19)代入式(6-17)得,从式(6-20)看出,输出电压UR可满足幅值不变的要求,而相位与转子转角成线性关系。,(6-20),6.7.2 负载时感应移相器的输出电压 为了使感应移相器在负载后仍能保持上述关系,感应移相器本身的参数和外接电路必须满足以下两个条件:,(6-21),式中,R2R为感应移相器本身输出阻抗中的电阻分量;X2R为感应移相器本身输出阻抗中的电抗分量。此时,输出电压公式也和式(6-20)相符合,即,要证明负载后式(6-20)成立是比较复杂的。首先要列出原、副边4个回路的电势平衡方程式,在列写的过程中要注意考虑它们之间的互感作用;再求解方程组得出负载电流及负载电压公式,并对电压公式进行变换;最后再代入上述两个条件,则式(6-21)即可证得。具体推导从略。,在某些频率较高的感应移相器中,其电容相回路往往还串有电阻RC(见图 6-19)。因为感应移相器本身一般是X2RR2R的情况,很难达到X2R=R2R。为了使感应移相器输出电压保持正常要求,还须加上补偿电阻RC,这里的RC值就满足下式:RC=X2R-R2R,图 6-19 感应移相器加补偿电阻RC的原理图,6.7.3 感应移相器的应用举例 1.感应移相器应用于随动系统中 由一对感应移相器组成的同步随动系统如图 6-20 所示。当发送机和两转角处于失调位置时,两机输出电压的相位不一致,通过相位比较器得到相位差值。相位比较器的输出电压经过放大器送到伺服电动机的控制绕组使之转动。伺服电动机通过齿轮箱又带动接收机转子转动,直到接收机的位置与发送机的位置一致为止。此时,发送机转子和接收机转子协调,两机输出电压相位一致,相位比较器输出电压在零值,伺服电动机即停止转动。,图6-20 由一对感应移相器组成的同步随动系统,2.感应移相器应用于测角装置中 在测角装置中可以将感应移相器作为角度相位转换器,然后对相位进行测量。图6-21 是该转换器的电气原理示意图。,图 6-21 感应移相器作为角度相位转换器,图中感应移相器的作用是将机械转角变换成输入电压和输出电压的相位差,输入电压和输出电压分别经过限幅放大并整形后送入检相装置。检相装置输出一个宽度为t的脉冲,t正比于相位差,再经过控制门使该脉冲在t时间内被来自石英振荡器的高频脉冲所填满。另外,石英晶体振荡器的输出经分频器和触发器输出一个宽度为标准时间(例如 1 s)的脉冲,去控制一个门,这样送到计数器的信号,就是一个标准时间内总的脉冲数。显然,脉冲总数正比于t,而t正比于,又正比于被测转角,因此计数器所表示的脉冲数标志着被测转角的大小,这样,就完成了角度相位的转换。最后通过检相、分频、计数器等电子线路将转角测量出来。,6.8 感 应 同 步 器,感应同步器是一种高精度测位用的机电元件,其基本原理是基于多极双通道旋转变压器之上。它的定、转子(或叫初、次级)绕组均采用了印制绕组,从而使之具有一些独有的特性,它广泛应用于精密机床数字显示系统和数控机床环伺服系统以及高精度随动系统中。感应同步器由几伏的电压励磁,励磁电压的频率为10 kHz,输出电压较小,一般为励磁电压的1/10到几百分之一。感应同步器的结构型式有直线式和圆盘式两大类,现分述如下。,图 6-22 直线式感应同步器,图 6-28 旋转式感应同步器绕组排列示意图,6.8.1 直线式感应同步器 直线式感应同步器示意图如图 6-22所示。它由定尺和滑尺组成,用于检测直线位移。定尺和滑尺的基板通常采用厚度约为10 mm的钢板,基板上敷有约0.1 mm厚的绝缘层,并粘压一层约0.06 mm厚的铜箔,采用与制造印制电路板相同的工艺作出感应同步器的印制绕组。为防止绕组损坏,在绕组表面再喷涂一层绝缘漆。,图 6-22 直线式感应同步器,图 6-23仅显示定尺和滑尺的印制绕组。由此图看出,定尺绕组为单相的,它由许多具有一定宽度的导片串联组成。一般导片间的距离定为1 mm,定尺总长分别为136 mm,250 mm,750 mm,1000 mm四种,最常用的是250 mm。滑尺上有许多组绕组,图中S、C分别表示正弦和余弦绕组。由图 6-23 可知,所有各相绕组的导片分别各自串联,滑尺则构成两相绕组。,图 6-23 直线式感应同步器定、滑尺的印制绕组,直线感应同步器在机床上安装使用时,如图 6-24所示。将定尺 1 固定在机床的静止部件 3 上,滑尺 2 固定在机床的运动部件5上,两者相互平行,间隙约为0.25 mm。定尺表面已喷涂一层耐热的绝缘漆,用以保护尺面。滑尺上还粘合一层铝箔以防止静电感应。为了工作可靠,还装有保持罩 4,以防铁屑等异物落入而影响正常工作。,工作原理：1、定尺上加励磁电压，在其中产生脉振磁场。2、该磁场在滑尺上产生感应电势。3.由于滑尺与定尺之间的距离，使得感应电势同直线位移相联系起来。从而可以通过电势判断位移。达到测位的功能。,当一个矩形线圈通以电流 后，如图所示，两根竖直部分的单元导线周围空间将形成环形封闭磁力线（横向段导线暂不考虑）.,由单元导线1所形成的磁场在12区间的磁感应强度1由到2逐渐减弱，如近似斜线 所示。而由单元导线2所形成的磁场在12区间的磁感应强度2由到1逐渐减弱，如近似斜线 所示。,由于2和1电流方向相反，故在12区间产生的磁力线方向一致。和 合成后使12区间形成一个近似均匀磁场。,磁通在任一瞬间的空间分布为近似矩形波，而它的幅值则按激磁电流的瞬时值以正弦规律变化。这种在空间位置固定、而大小随时间变化的磁场称为脉振磁场。(P83),对上述矩形波采用谐波分析的方法，可获得基波、三次谐波，五次谐波。图3-47c用虚线画出了方波的基波和三次谐波。在下面的讨论中将只考虑基波部分，即把基波的正弦曲线作为 的分布曲线，谐波部分将设法消除或减弱。,因此，磁通密度 将按位置 作余弦规律分布，而且幅值与电流 成正比，即,是比例系数,是矩形线圈的宽度,当把另一个矩形线圈靠近上述通电线圈时，该线圈将产生感应电动势，其感应电动势将随两个线圈的相对位置的不同而不同。,设感应线圈A的中心从励磁线圈中心右移的距离为x,则穿过线圈 的磁通为,把B的公式代入可得：,当 x=b的整数倍 时，其匝链的磁通为最大,当 x=b/2的奇数倍 时，其匝链的磁通为最小，即不匝链磁通。,由此可得感应线圈的感应电动势为：,加定尺绕组上励磁电压，在垂直于定、滑尺导片某位置作一剖面，如上图所示。由右手螺旋定则可判断出磁力线的方向。由于所加励磁电流是交变的，可知该磁场是脉振磁场。该磁场在滑尺上产生感应电势。,图 6-26 定、滑尺相对位置改变时滑尺导片所匝链磁通的变化,a位置其匝链磁通最大，电势也最大。,b位置其匝链磁通为零，电势也为零。,c位置其匝链磁通最大，电势也最大。方向同a位置相反。,图 6-27 滑尺导片电势有效值,滑尺导片电势也可用函数式来表示。首先将对应于位移x的电角度表达出来。已知一对极距离为2,对应的电角度为360,那末对应于位置x(米)的电角度为,(电角度)(6-22),然后就可以写出一个导片的感应电势有效值为,式中,E1m是一个导片在x=0,2,4,位置时感应电势的有效值,也是导片的最大有效值电势。,滑尺上的余弦绕组是由许多导片串联起来的,如果导片数为C1,则余弦绕组总电势为,(6-23),式中,Em为余弦绕组最大的相电势,单位为“V”;x为余弦绕组轴线相对励磁绕组轴线的位移,单位为长度“m”。,由图 6-22 可知,正弦绕组s与余弦绕组c两轴线在空间移过半个极距即/2,亦即二者相差90电角度,故正弦绕组的感应电势表达式可以写成,(6-24),由以上两式可以看出,滑尺移动一对极距即2的长度,感应电势变化一个周期。若滑尺移动p对极距,则感应电势就变化p个周期。因此,感应同步器滑尺上正、余弦绕组的输出电势和多极旋转变压器的输出电势是完全相仿的,区别是这里用(180/)x来表示电角度。,6.8.2 旋转式感应同步器 图 6-28 是旋转式感应同步器定、转子绕组示意图。它又称为盘式感应同步器。与直线感应同步器一样,其定、转子(相当于直线感应同步器的定尺、滑尺)绕组也做成印制绕组。其中,转子绕组由许多辐射状的导片串联而成为单相绕组,定子绕组和直线感应同步器的滑尺绕组相似,是由正弦绕组和余弦绕组组成的两相绕组,每相绕组又分成若干组,正、余弦绕组的每一组是间隔排列并各自串联连接(参考图 6-23),因此相邻两个组均相差90电角度。应注意到,这里旋转感应同步器的转子对应于直线式的定尺,而其定子对应于直线式的滑尺。,图 6-28 旋转式感应同步器绕组排列示意图,旋转式感应同步器的工作原理与直线式感应同步器和多极旋变相类似。转子单相绕组通过电刷滑环加励磁电压后,其每一个导片便形成一极,相邻两导片间的距离就等于一个极距,则极对数p等于导片数的1/2,并且经过设计分析,使气隙磁密沿圆周方向作p个周期的正弦分布。,设定子上的余弦绕组与转子励磁绕组轴线间的夹角为,相应的电角度为p。则与多极旋变相类似,其定子上的正、余弦绕组的输出电势应该是对应电角度的正、余弦函数。即 Es=Em sinp(6-25)Ec=Em cosp(6-26)式中,Em为最大的感应电势。,可见,旋转式感应同步器的转子每转一转,正、余弦绕组的感应电势就变化p个周期。根据实际工作需要,该种感应同步器的极对数可制成501000对极。例如当极对数为180时,其极距为1,其外径制成50300 mm。,综上所述,感应同步器有以下一些优点:(1)精度高。感应同步器的极对数很多,各对极下的导片相互串联产生了平均效应,补偿了某一极所存在的局部误差,故大大提高了精度。例如对于极距为1 mm的直线式感应同步器,其精度可达0.25 m;外径为300 mm、极对数为360的旋转式感应同步器的精度可达12,重复精度可达0.10.2。,(2)直线感应同步器可直接固定在机床的运动部分和静止部分,不需要经过中间的传动装置而直接测量位移,因而可以消除由于传动装置带来的齿隙误差。同时它的定、滑尺基片的膨胀系数与机床一样,温度变化不会造成附加的测量误差。(3)把几个定尺联接起来,还可以长距离工作,高速度移动。(4)制造方便,坚固耐用,对环境适应性强,维护简便。,需要指出,由于感应同步器输出阻抗高,输出电压只有几个毫伏,所以必须在输出端接前置放大器。由于感应同步器具有上述一些优点,它在精密位移检测、数控机床和高精度随动系统中得到了广泛的应用。直线式感应同步器主要用于长度计量仪器(与数字显示仪表配套实现高精度的位移显示),还能