《单级放大器》PPT课件.ppt
Chapter 3 Single stage amplifiers,2023/7/11,2,学习目的,对下面四类单级放大器有直观的认识，并能够分析其大信号特性和小信号特性：共源放大器共漏放大器（源级跟随器）共栅放大器共源共栅放大器（级联放大器）直筒式级联放大器折叠式级联放大器,2023/7/11,3,Common Source Stage AmplifierCommon Drain Stage Amplifier(also called Source-follower Amplifier)Common Gate Stage AmplifierCascode Stage Amplifier Telescopic Cascode Amplifier Folded Cascode Amplifier,Their corresponding names in the English materials and literatures（在英文资料和文献中其对应的说法）,2023/7/11,4,大信号分析的要求列出直流方程，解出直流工作点；作出直流传输曲线小信号分析的要求增益大小的分析输入阻抗的分析输出阻抗的分析,电路的大信号分析和小信号分析的要求,2023/7/11,5,直观掌握每一类带不同负载的放大器的电路图（如共源放大器）：,以无源器件为负载的共源放大器(用电阻作负载)：,学习内容,2023/7/11,6,）二极管连接的MOS管为负载的共源放大器,以有源器件为负载的共源放大器：,）MOS管电阻为负载的共源放大器,2023/7/11,7,）以MOS管电流源为负载的共源放大器,)MOS管推挽放大器,）带负反馈电阻的共源放大器,2023/7/11,8,1.放大器的输入输出特性,若 在足够小的范围取值,则,3.1 基本概念,看作是工作点,看作是小信号增益.若满足,偏置点受到的扰动忽略不计,高阶项可以忽略.,线性关系,随着,高阶项显现,非线性,大信号分析,2023/7/11,9,2.Analog Design Octagon(设计考虑的八个参数),gain,linearity,noise,power dissipation,input/output impedance,speed,voltage swing and supply voltage.,（这八个参数互相制约，在设计时要采用Tradeoff/compromise的方法。）,本章重点分析参数:gain,input/output impedance,涉及linearity,voltage swing and voltage supply.,2023/7/11,10,3.2 共源放大器,3.2.1 以电阻为负载的共源放大器下图是共源放大器的电路图。左图为NMOS管为放大管的共源放大器，右图为PMOS管为放大管的共源放大器。分析电路的大/小信号时，以NMOS管作为输入管的放大器为例，PMOS管的工作原理类似，不再另行分析。,图（3.2.1)以电阻为负载的共源放大器的电路结构图,2023/7/11,11,直流大信号分析,M1是输入管，输入电压信号加在M1的栅级上，通过栅极对漏极电流的控制作用产生输出电流。该电流流过负载电阻RD，在MOS管漏极产生输出电压信号。图中的VDD表示电路的电源电压，Vin和Vout表示输入和输出直流偏置电压。,首先作直流大信号的分析，然后作交流小信号的分析。,图（）NMOS管为输入管的共源放大器,2023/7/11,12,（3）当,M1进入了线性区,并随着Vout的下降，M1逐渐进入深线性区，电流ID的变化趋缓，Vout趋近于地电平。,（2）当，M1导通，并处于饱和区，漏极电流ID在电阻RD上产生压降,Vout下降，随着Vin增大，ID按平方规律迅速变大，Vout不断下降。在这一段MOS管栅压对漏极电流的控制作用最强。,（1）当，M1没有导通，漏极电流ID为0，输出Vout为电源电压VDD。,图（）NMOS管为输入管的共源放大器,2023/7/11,13,直流传输特性曲线的分析,图（3.2.3)NMOS管的直流扫描特性曲线,对输入管直流偏置电平Vin进行扫描，得到图（）所示的输入输出特性曲线。该曲线可以分成3段，对应前面3种不同的偏置状态。,2023/7/11,14,计算直流工作点：,我们希望放大器能有一定的增益，对这个共源放大器来说，就要求栅极的输入信号能控制漏极电流，从而产生输出电压。,显然，我们应该让放大器工作在图(3.2.4)中间的一段(饱和区)，当输入电压变化时，能产生较大的输出电压变化。这一段对应MOS管工作在饱和区，列出直流电压电流关系方程：,图（）共源放大器的电压传输特性曲线,2023/7/11,15,M1继续工作在饱和区,直到,当 时，即输入电压超过A点电压后，NMOS管从饱和区进入到线性区,对于这个临界点A来说,满足：,根据这三个方程,能够确定出转折点A点的直流电平Vin1和Vout1。,于是，放大器输入的动态范围是：放大器输出的动态范围是:,2023/7/11,16,当满足 时，MOS管进入深三极管区。这时MOS管相当于一个小的导通电阻(如右图所示):,这时,当,时,MOS管工作在线性区，,当,2023/7/11,17,交流小信号分析(小信号模型),电压增益,其中，,它与直流偏置量 或 有关.,通常小信号工作是指饱和区某一直流状态上作微弱信号变化.,先考虑最简单的情况,即不考虑沟长调制效应的小信号等效电路.,2023/7/11,18,考虑沟长调制效应后等效电路：,电压增益,图中，,由,有,2023/7/11,19,根据数学推导来计算交流小信号增益:,a.不考虑沟长调制效应,根据,b.考虑沟长调制效应,根据,2023/7/11,20,使用,得到,由于,即,2023/7/11,21,思考：如果需要提高这个共源放大器的增益，应该怎样来实现呢？,根据公式,是否越大越好呢?,不考虑沟长调制效应:,2023/7/11,22,对 的影响:,当M1工作在饱和区时,时增益最大。,由,能否取 呢?,2023/7/11,23,需要设置合适的静态工作点，即输入电压Vin要合理。,这是图（3.2.2)中的放大器在不同的输入电压下交流特性的曲线图。图中的每条曲线代表了不同的Vgs下增益随频率的变化关系。我们现在不用关心它们是如何随频率变化的，我们要注意的是在不同的直流工作点下，这个放大器的增益是变化的。从这一组曲线我们可以得知，当NMOS的输入电压较高时，器件就会脱离饱和区，进入三极管区，器件的增益有较大的降低。因此，这就解释了为什么总是要让放大器中MOS器件工作在饱和区。,2023/7/11,24,提高器件的宽长比，可以提高器件的增益。,右图反映了当器件的aspect增加时，器件的增益也大大增加。思考：为了增加MOS器件的增益，在一定的过驱动电压下可以任意增加器件的宽长比吗？,2023/7/11,25,Vout=Vin-VTH,的影响,限制最大输入电压摆幅,输出结点的时间常数变大,VTH,2023/7/11,26,本征增益：当共源放大器的负载为理想恒流源，共源放大器的增益为本征增益。即，此时。本征增益是共源放大器可获得的最大增益，对于理想长沟器，其增益为。对短沟器件 只有10100范围。,2023/7/11,27,（2）若该电路，,那么 如何变化？,两点说明：（1）因 为10100，所以 为10100。因此在以后的电路分析中常有 的近似。,肯定会下降。,所以,因为,2023/7/11,28,思考：当NMOS管工作在饱和区，并且它的宽长比一定的情况下，改变器件的沟道电流，即ID的大小，器件的增益如何变化？（是不是饱和区沟道电流越大，即直流点的工作电流越大，器件的增益越大呢？）,因为MOS管处于饱和区，有,理论上，当器件工作于饱和区时，器件的沟道电流增加，放大器的增益减小。,所以,2023/7/11,29,3.2.2 以二极管连接的MOS管为负载的共源放大器,.首先来看看什么是二极管连接的MOS器件,2023/7/11,30,当 时,MOS器件处于截止区.,当 后,由于栅漏短接,总是满足,因此MOS器件总是工作于饱和区.,直流大信号分析,考虑右图所示的二极管连接电路,2023/7/11,31,直流传输特性曲线的分析,左图为二极管连接的MOS的沟道电流ID随着VGS变化而变化的曲线。反映出MOS管导通后沟道电流随电压按平方规律上升。我们习惯上称这种连接为二极管连接，反映了它是一个二端器件。,2023/7/11,32,交流小信号分析,由左图可知:,所以,它的输出阻抗为,作出它的小信号模型图，如下：,2023/7/11,33,(2)当二极管连接MOS管作为负载时,会存在衬底偏置效应,如下图:,由前面的本征增益的内容可知:因此,二极管连接的等效电阻有时可以近似为,2023/7/11,34,此时，M2等效电路中，应将gmbVbs并联gmVGS并求电路等效电阻如下：,2023/7/11,35,.二极管连接的负载的CS放大器,直流大信号的分析,M1截止,M1导通,且工作在饱和区,随着 增加而下降.,当 时,M1进入线性区.,2023/7/11,36,图中A点为M1管Triode与Saturation的交点，显然有输出、输入范围：,直流传输特性曲线的分析,2023/7/11,37,这里Voutmin，Vinmax可由下列方法计算:,联立可算出Voutmin，Vinmax,A点满足(假设):,计算直流工作点,2023/7/11,38,交流小信号的分析,考虑体效应的MOS二极管连接的共源放大器：,由前面我们所学的知识可以直接得到它的增益表达式为：,(),2023/7/11,39,该式表明该放大器AV只与两管结构参数相关，输入与输出有良好的线性。,，则,因为,，所以,如果可以忽略,2023/7/11,40,用数学推导得到小信号增益,根据,两边同时对Vin微分,得到,又因为,2023/7/11,41,无体效应的MOS二极管连接的共源放大器，即互补型的MOS二极管连接的共源放大器：,此电路无衬底偏置效应:,当,时，,2023/7/11,42,设计考虑,该放大器要获得一定的电压增益，必须设计足够大的(W/L)1,例如当设计AV=10,由上式可知,时,(W/L)1=50(W/L)2.,问题：由于M1尺寸很大，M2尺寸很小，而偏置电流相同，可预计到|VGS2|需要很大，即Vout直流偏置很低。,或,即10倍之差。,2023/7/11,43,从以上分析可以知道:互补二极管负载放大器靠增大M1管的宽长比提高增益,这样出现的问题是,在直流I1=I2的情况下M2的VGS占用很大空间，克服的方法可以通过一恒流源对M2的电流分流，而负载电阻不受影响，如下图：,优点（以I2=(1/4)I1为例）：,（1）提高增益：在M1，M2结构参数不变及M1电流为I1情况下，M2管电流为(1/4)I1。,于是,提高了一倍。,由于：,2023/7/11,44,（2）M2管偏置电压占用空间变小,当I2为原来的1/4 时,由,减小为原来的1/2,则有,也减小.,2023/7/11,45,加入了恒流源与未加入恒流源器件的放大器增益的比较：,2023/7/11,46,3.2.3 以恒流源为负载的共源放大器,右图的电路是恒流源为负载的共源放大器：,直流大信号的分析,当VinVthn时，M1导通，处于saturation区，M2由triode区逐渐进入saturation区。,当VinVthn时，M1 cut off，M2由于Vb的存在，始终处于deep triode.,2023/7/11,47,，沟道电流增加，输出电压Vout下降.这个区域是放大器理想的工作区域。,当Vout下降到低于M1的过驱动电压后时，M1处于triode区，M2始终处于saturation区。,沟道电流：,2023/7/11,48,直流传输特性曲线的分析,2023/7/11,49,直流工作点的计算:,根据下面的方程计算临界点Vin1和Vout1的值:,2023/7/11,50,交流小信号的分析,假设ro2很大，则,2023/7/11,51,3.2.4 以工作在线性区的MOS为负载的共源放大器,当使用电阻作为共源放大器的负载时，集成电阻将占据很大的面积，这时可以用MOS管电阻代替集成电阻作为负载，使用MOS电阻的共源放大器结构如下图所示。其中NMOS管工作在饱和区，PMOS管的栅极偏置在较低的电位，保证它工作在深线性区。,2023/7/11,52,对Vin进行扫描，得出使用MOS电阻的共源放大器的直流传输特性曲线如右图所示。它和图（）所示的电阻负载的共源放大器的直流传输特性相似。当然我们要注意，在不同的电压偏置情况下，MOS电阻的大小是不同的。,直流传输特性曲线的分析,直流大信号分析,2023/7/11,53,M2工作在深线性区(),M1工作在饱和区，如果忽略处于饱和区的M1的沟长调制效应，则有下列的直流工作点的方程：,计算直流工作点,2023/7/11,54,3.2.5 带源极负反馈电阻的共源放大器,首先我们来认识电路:下图为带源极负反馈电阻的共源放大器。,直流大信号的分析,直流传输特性曲线的分析,2023/7/11,55,从直流传输曲线可以看出，因为源极电阻的加入，输出电平的直流工作范围变窄了，尤其是下拉的电平。同时，源极负反馈电阻的加入是一个使放大器线性化的措施，从直流工作的状态也可以看出来。,2023/7/11,56,（1）等效跨导的分析：先不考虑M1的体效应和沟长调制效应.,交流小信号的分析,因为：,定义电路的等效跨导:,则,2023/7/11,57,如果选深度反馈，,只与RD、RS相关.,则,所以,因为,2023/7/11,58,根据小信号模型图计算Gm:,2023/7/11,59,（2）跨导Gm等效电路求法(考虑M1的体效应和沟长调制效应),以上分析中用了简化电路，即未考虑衬底偏置效应和沟长调制效应。在考虑两个效应的情况下可用下面等效电路来求Gm。,由图可列出：,2023/7/11,60,而 上的电流,于是可写出：,于是得到,通常这种电路满足,故,当 时，,2023/7/11,61,当 很小，即 很小时，,此时，,2023/7/11,62,要点：对于带 的CS放大器，采用较大的 或选取较大的静态工作电流（表现为 大或 大），可获得好的线性度。,（3）输出电阻,计算输出电阻的等效电路:,2023/7/11,63,由图知：,于是可写出：,解得：,2023/7/11,64,（4）完整增益计算：,于是可写出:,又因为,2023/7/11,65,将(3.71)式中的分子和分母都乘以,(3.71),整理得到:,2023/7/11,66,作业,3.1 3.23.3 3.43.5 3.123.14,2023/7/11,67,3.3 共漏放大器（源极跟随器）,首先认识电路：,VinVTH时，M1处于饱和区,沟道电流按平方律的规律上升。电流方程:,直流大信号的分析,计算直流工作点：,2023/7/11,68,直流传输特性曲线的分析,2023/7/11,69,交流小信号分析,(1)不考虑ro的存在(解一:小信号模型):,由,解得:,(3.80),2023/7/11,70,对Vin求微分得到:,解二:数学推导,解得:,又因为,根据,2023/7/11,71,分析：,（1）(3.80)式可写为:,与带源衰减电阻CS的等效跨导相同.,（2）当跟随器Vin较大时，ID相应大，gm+gmb大，或者当Rs很大时，满足,此时,一般有,，故,(3.89),2023/7/11,72,当 足够大时，,与双极跟随器比较：,对MOS跟随器，由于衬底偏置效应，最大为0.83。,，故有,2023/7/11,73,（2）恒流源负载源跟随器,将 代入(3.80)式,或直接用(3.89)式有,2023/7/11,74,小信号模型:,2023/7/11,75,数学推导:,根据,对Vin求微分得到:,又因为,解得,2023/7/11,76,（3）源极跟随器输出电阻,将Vin短路，求Rout的等效电路为：,该等效电路与求二极管负载等效电路相同,输出电阻等于二极管连接的动态电阻（有body效应情况）：,由,2023/7/11,77,For example：求下面电路的增益表达式：,考虑ro的存在:,2023/7/11,78,课堂练习:画出例3.8的等效小信号模型.,2023/7/11,79,)当Vout降低到Vb-VTH时，器件从饱和区进入到三极管区。当Vin继续下降，Vout下降，M1器件工作在深三极管区后，Vout接近0电平,沟道电流达到最大值：VDD/RD.,)当Vin下降到Vb-VTH时，M1导通,且工作在饱和区,输出电压Vout从VDD开始下降。当Vin继续降低时，沟道电流继续增加,Vout继续降低.,直流大信号的分析,3.4 共栅放大器,)Vin Vb-VTH,M1截止,电流ID=0,Vout=VDD,2023/7/11,80,直流传输特性曲线的分析,Ix,Vout,2023/7/11,81,计算直流工作点：,在饱和区，满足,分析：从以上大信号特性可看出，在饱和区和Triode区，Vin上升，Vout上升，即Vout与Vin同方向变化.,在非饱和区，满足,在截止区，,2023/7/11,82,交流小信号分析,由 有:,于是有:,2023/7/11,83,作出完整的小信号等效电路图如下：,)首先计算Av：,不考虑ro和RS.,这和前面利用数学推导的表达式是一致的。,由图知:,于是,2023/7/11,84,若考虑沟长调制效应，并将信号源内阻RS一并考虑.,2023/7/11,85,(2)CG与负反馈CS比较。在相同的M1和 RD 下，两种情况增益基本相同（CG级稍大）,符号相反。,(1)为什么要考虑信号源Vin的内阻?因为CG级输入阻抗小，在分析中RS有时起很大作用。,说明,稍大的原因：Vin增大时不仅V1下降，使ID下降，Vout上升，且由于S极电位提高，衬底反偏增大，它们的作用能使ID 下降，Vout上升，故在CG结构中，body效应的作用是可以提高电压增益。,负反馈CS:,2023/7/11,86,练习:求以电流源为负载的共栅极的电压增益(用小信号等效电路或者数学推导的方法.)(例3.12),例3.11,2023/7/11,87,解一:利用小信号模型图,2023/7/11,88,解二:数学推导,对Vin求微分得,又因为,2023/7/11,89,）CG电路的输入阻抗的计算：,对于一个MOSFET来说，从G极看进去的输入阻抗，由于金属栅与下面的半导体是由SiO2绝缘层隔离开来的，所以RGS主要是栅极下面SiO2层的绝缘电阻值。只要栅氧化层没有严重缺陷，RGS就容易达到109以下。输入阻抗很高，而对CG电路来看，输入是从源极输入的，我们利用小信号模型来求小信号电阻。,2023/7/11,90,由图有:,因此,则,2023/7/11,91,讨论：,1）如果RD ro 或按一般规律计算Rin,即输出接地(RD=0),则,这种情况又回到了求二极管连接MOS结构动态电阻的情况，因为CG结构中，令 RD=0，放大器件相当于二极管连接。,2）当负载为恒流源时,RD为恒流源的输出电阻 ro,它对CG级输入电阻的影响很大，一个极端的情况是：当RD为一理想恒流源时，即 RD，则 Rin。因此，CG级输入电阻的大小，要看 RD 的大小。,2023/7/11,92,）CG电路的输出阻抗的计算,当计入信号源电阻 时，计算 如下图:,这个等效电路完全等同于计算带 的CS级输出电阻的等效电路。与3.60式相同。,练习:例3.13,2023/7/11,93,3.5 Cascode Stage,这种电路结构的特点：输入阻抗高（同CS级）输出阻抗同CG级M2无密勒效应，速度快输出、输入隔离作用,首先认识电路:,2023/7/11,94,直流大信号的分析,)时，M1，M2都截止,)时，M1、M2都进入饱和区.随着Vin的上升，Vout 和VX 都下降。,)当 Vin达到一定值时，M1、M2分别进入三极管区，进入的先后和两管的参数有关.,2023/7/11,95,直流传输特性曲线的分析,2023/7/11,96,)由图可知，M1 进入临界饱和时满足,或,M2进入临界饱和时满足,若设计两管同时进入临界饱和状态，将,代入得,为M1，M2均在饱和区工作的最小值，,的最大摆动范围为,也就是,.,2023/7/11,97,交流小信号的分析,计算的 等效电路：（忽略两个器件的沟长调制效应）,从上面等效电路即可得到,与CS级完全相同,即与M2无关。,2023/7/11,98,分析：从以上AV 分析看，该电路 AV未增加，而Vout 动态范围则比CS级更小，那么CS-CG有什么特色呢？,VX,2023/7/11,99,速度问题：M2管 CDG无密勒效应。M1管 CDG有密勒效应。但由于 VX/Vin 相对很小，密勒效应弱。而输出阻抗高则可与恒流源负载匹配，形成高增益。下面予以分析：,Cascode 的输出电阻,求Cascode的输出电阻等效电路：又回到了带RS的CS级输出电阻或考虑信号源内阻RS的CG级输出电阻的情况。我们将M1的输出电阻看作M2的源串联电阻或CG放大器的信号源内阻，输出电阻为：,2023/7/11,100,这个电阻远大于CS级输出电阻。,令,则,即M2将M1的输出阻抗提高至原来的 倍.,2023/7/11,101,Triple Cascode 三层级联的输出电阻,2023/7/11,102,Cascode 本征增益（以两层Cascode为例）,即两管本征增益之积.,时,2023/7/11,103,Cascode Current Source 作放大器负载（Telescopic）,增益:,Vout摆幅：,M1,M2 Cascode output：,M3,M4 Cascode output：,2023/7/11,104,练习:求以恒流源为负载的共源共栅放大器的精确的增益表达式(例3.15),利用辅助定理,2023/7/11,105,2023/7/11,106,利用戴维南定理,2023/7/11,107,3.5.1 folded cascode,(1)基本结构,I1恒流源为M1，M2提供偏置电流,以(c)为例进行分析。,2023/7/11,108,1)当VinVTH1时，ID1=0，ID2=I1，VoutI1RD，达到最大。2)随着Vin的上升，M1的沟道电流ID1增加，负载阻抗上的电流ID2减小，输出电压下降。当M2上没有电流时，Vout降为0。直流传输特性曲线的分析,直流大信号的分析,2023/7/11,109,Vout,2023/7/11,110,ID2,2023/7/11,111,从这个过程我们可以看出，折叠级联的结构与前面学习的直筒式结构的最大区别是：前者相对于后者多了一个恒流源I1，这个恒流源既作为输入管M1的输出电流与折叠管的电流传递媒介，也是整个电路的电流偏置回路。交流小信号分析 若将I1看作是理想的恒流源，其动态电阻为，这时折叠式的小信号等效电路完全等同于直筒式的等效电路。只不过其中的CG级换成了另一种MOS器件。而这种近似是可行的，因为I1实际为一MOS电流源，其动态电阻往往很大，而CG级输入电阻相对较小，I1的交流分流作用可以忽略。,2023/7/11,112,因此，折叠式级联结构的交流输出阻抗仍然是：,增益表达式也和直筒式的级联结构一样:,2023/7/11,113,作业3.4 3.5,
