微波电路西电雷振亚老师的课件9章射频微波振荡器.ppt

HMC594LC3B is an LNA that delivers 10 dB gain,3 dB noise figure,and+36 dBm P3dB RF output.It is housed in a 3 x 3-mm leadless ceramic SMT package,GaAs PHEMT,The HMC609LC4 delivers 20 dB gain,has a 3.5 dB noise figure,and+36.5 dBm P3dB output,housed in a 4 x 4-mm leadless ceramic SMT package,Gain flatness of both devices is 0.2 dB and 0.4 dB.Both are available in chip form as well.They operate from a+6-VDC supply,They feature P1dB input powers as high as+11 dBm,noise figures as low as 7 dB,and gain options from 10 to 40 dB,33 to 75 GHz,第9章 射频/微波振荡器,9.1 振荡器的基本原理 9.2 集总参数振荡器9.3 微带线振荡器9.4 压控振荡器（VCO）9.5 变容管倍频器,9.1 振荡器的基本原理,9.1.1 振荡器的指标射频/微波振荡器的主要技术指标是频率和功率。1.工作频率振荡器的输出信号基本上就是一个正弦信号。要做到振荡频率绝对准确,是不可能的。频率越高,误差越大。影响频率的因素很多,如环境温度、内部噪声、元件老化、机械振动、电源纹波等。实际设计中,针对指标侧重点,应采取相应的补偿措施。调试中,也要有经验和技巧,才能达到一定的频率指标。关于频率经常会遇到下列概念。,(1)频率精度。频率精度有绝对精度（Hz）和相对精度（ppm）两种表示方式。相对精度是最大频偏和中心频率的比值。绝对精度是给定环境条件下的最大频偏。(2)频率温漂。随着温度的变化,物质材料的热胀冷缩引起的尺寸变化会导致振荡器的频率偏移,这种频偏是不可避免的,只能采取恰当的方法降低。常用的方法有：温度补偿（数字或模拟微调）、恒温措施等,用指标MHz/或ppm/描述。(3)年老化率。随着时间的推移,振荡器的输出频率也会偏移,用ppm/年描述。(4)电源牵引。电源的纹波或上电瞬间会影响振荡器的频率精度,也可看作电源的频率调谐,用Hz/V表示。在振荡器内部增加稳压电路和滤波电容能改善这一指标。,(5)负载牵引。在振荡器与负载紧耦合的情况下,振荡频率会受到负载的影响,使负载与振荡器匹配,增加隔离器或隔离放大器,减小负载的牵引作用。(6)振动牵引。振荡器内谐振腔或晶振等频率敏感元件随机械振动的形变,会影响振荡器的输出频率。振动敏感性与元件的安装和固定有关,用Hz/g表示。(7)相位噪声。相位噪声是近代振荡器和微波频率合成器的关键指标。它是输出信号的时域抖动的频域等效。相位噪声、调频噪声和抖动是同一问题的不同表达方式,因为振荡器含有饱和增益放大器和正反馈环路,故幅度噪声增益和相位噪声增益都有限。幅度和相位变化与平均振荡频率有关。,用足够分辨率的频谱仪测量振荡器,噪声会使窄谱线的下端变宽,噪声按照1/f3或1/f2下降。振荡器的反馈环的环增益按1/f2而不是按谐振频率下降。1/f因子与器件和谐振器的低频调制有关。相位噪声用L(fm)=(PSSB(fm)/Hz)/PC表示,可用频谱仪或相位噪声分析仪测量。PSSB(fm)/Hz是1 Hz带宽内的相位噪声功率。无论相位噪声接近噪声本底还是一个噪声包络,都能清晰地表征噪声功率的值。fm表示离开载频的边频,也是对载频的调制频率,故有时称作调频噪声。,在数字系统中,通常用时域抖动而不是相位噪声测量零交叉时间的偏离,给出峰峰值和有效值。其单位是皮秒或UI(Unit Intervals),UI是时钟的一部分,即UI=抖动皮秒/时钟一周。因为相位噪声给出了每一个频率调制载频的相位偏移,我们可以累加360内所有的相位偏移,即得到UI。这与计算一个频率或时间的功率是等效的。通信系统对某个频率的抖动更敏感,所以相位噪声与边频的关系就是抖动。用抖动的频域观点看,PLL就是一个“频率衰减器”。PLL反馈环的滤波器频带越窄,调制频率越高,但这种频率和频带依赖关系是有限的。相位噪声的估算公式为,2.输出功率功率是振荡器的又一重要指标。如果振荡器有足够的功率输出,就会降低振荡器内谐振器的有载Q值,导致功率随温度变化而变化。因此,选用稳定的晶体管或采用补偿的办法,也可增加稳幅电路。这样,又会增加成本和噪声。为了降低振荡器的噪声,让振荡器输出功率小一些,可降低谐振器的负载,增加一级放大器,以提高输出功率。通常,振荡器的噪声比放大器的噪声大,故功率放大器不会增加额外噪声。如果振荡器是可调谐的,还要保证频带内功率平坦度。,3.调谐范围 对于可调谐振荡器,还有个调谐带宽指标。通常是指调谐的最大频率和最小频率,而不谈中心频率,对于窄带可调振荡器(如10%),也有用中心频率的。调谐范围对应变容管的电压范围或YIG的电流范围。为了维持振荡范围内的高Q特性,变容管的最小电压大于0。调谐灵敏度的单位是MHz/V,一般地,调谐灵敏度不等于调谐范围/电压范围。近似地,调谐灵敏度在中心频率的小范围内测量。,图 9-1 变容管的调谐特性,调谐灵敏度比是最大调谐灵敏度/最小调谐灵敏度。在PLL的压控振荡器中,由于这个参数会影响到环路增益,因而特别重要。在低电压时,变容管电容最大，随着电压的增加,电容很快达到最大值。低电压时,电容的大范围变化会引起频率的范围变化大,意味着频率低端灵敏度高,频率高端灵敏度低。由图9-1 所示的变容管的调谐特性可知,超突变结比突变结变容管调谐线性好,设计中要选线性好的一段并使调谐电压放大到合适的范围。调谐时间是最大调谐范围所用的时间。变容管的调谐速度比YIG的调谐速度快得多。,4.供电电源供电电源是保证振荡器安全工作时所需的电源电压和电流。直流功率要有足够余量。5.结构尺寸振荡器的外形结构和安装尺寸受使用场合的限制。在给定的安装条件下,应合理布局电路,考虑散热,使振荡器能稳定工作。9.1.2 振荡器的原理振荡器设计与放大器设计很类似。可以将同样的晶体管、同样的直流偏置电平和同样的一组S参数用于振荡器设计,对于负载来说,并不知道是被接到振荡器,还是被接到放大器,如图9-2 所示。,图 9-2 放大器和振荡器设计方框图,对于放大器设计来说,S11和S22都小于1,可以用圆图来设计M1和M2；而对于振荡器设计来说,为了产生振荡,S11和22均大于1。振荡条件可以表示为k1（9-1）GS11=1（9-2）LS22=1（9-3）首先保证稳定系数都应该小于1,如果不满足这个条件,则应该改变公共端或加正反馈；其次,必须加无源终端G和L,以便使输入端口和输出端口谐振于振荡频率。我们可以证明,如果式（9-2）得到满足,则式（9-3）亦必定满足,反之亦然。换句话说,如果振荡器在一个端口振荡,它必然在另一个端口同时振荡。,通常,因为仅接一个负载,因此大部分功率只供给一个端口。由于|G|和|L|均小于1,式（9-2）和式（9-3）就意味着|S11|1 和|S22|1。假定端口1满足振荡条件则有,（9-4）,（9-5）,（9-6）,将式（9-6）展开,可得 GS11-DLG=1-S22L L(S22-DG)=1-S11G同理,有,（9-7）,（9-8）,（9-9）,比较式（9-7）和式（9-9）,得这就意味着,在端口2也满足振荡条件。如两端口中任一端口发生振荡,则另一端口必然同样振荡,负载可以出现在两个端口中的任一端口或同时出现在两个端口,但一般负载是在输出终端。根据上述理论,可以依下列步骤利用S参数来设计一个振荡器。步骤一:确定振荡频率与输出负载阻抗。一般射频振荡器的输出负载阻抗为50。,步骤二:根据电源选用半导体元件,设定晶体管的偏压条件(UCE,IC),确定振荡频率下的晶体管的S参数(S11,S21,S12,S22)。步骤三：将所获得的S参数代入下列公式以计算出稳定因子K的值。其中=S11S22-S12S21,（9-11）,步骤四:检查K值是否小于1。若K值不够小,可使用射极或源极增加反馈电路来降低K值，如图 9-3 所示。图中,ZmZaZf,（9-12）,图 9-3 有源器件与反馈电路的串联,步骤五：利用下列公式计算出负载稳定圆的圆心A与半径b,并绘出以L为参量的史密斯圆,如图 9-4 所示。同理,亦可计算出振源稳定圆的圆心C与半径d。负载稳定圆：|-A|=b,振源稳定圆：|-C|=d,图 9-4|s|=1映射至L平面的负载稳定圆,步骤六：设计一个谐振电路,一般使用并联电容Zs,将其反射系数 Zs转换成L1,并将其标记到|L1|=1的圆图上。步骤七：检查L1的值是否落在负载稳定圆外部与|L|=1的单位圆内部的交叉斜线区域,如图 9-5 所示。若没有,则重选谐振电路的电容值,并重复步骤六直到符合步骤七的要求。,图 9-5 振荡器设计图示,步骤八：根据计算得到的L1值,选择一个接近新值L1a,使其对应的阻抗值(ZL1a)的实数部分(ReZL1a等于输出负载阻抗(RL)。步骤九：将新值L1a经1/S11映射转换成新值s1a,并检查其绝对值是否小于所选定的s1的绝对值,即较接近|s|=1的圆心,如果符合起振条件|s1|s1a|,如图 9-5 所示,取,步骤十：振荡器电路的实现分别将Zf、Zs、Im ZL1a 转成实际元件值,可选用电容、电感或传输线实现这些元件值。（1）反馈电路:若选用电容,公式为 若选用等效传输线(阻抗Z0),长度为,若选用电感,公式为 若选用等效传输线（阻抗Z0）,长度为（2）谐振电路:若选用电容,公式为,若选用等效传输线(阻抗Z0),长度为 若选用电感,公式为 若选用等效传输线（阻抗Z0）,长度为,(3）输出负载匹配电路:若Im ZL1a0,则选用并联电感或等效匹配传输线：,9.1.3 振荡器常用元器件1.有源器件 用于射频/微波振荡器的有源器件及使用频段见表9-1。,表 9-1 用于射频/微波振荡器的有源器件及使用频段,2.谐振器 用于射频/微波振荡器的谐振器及使用频段见表9-2。一般以振荡器的成本、指标来选择谐振器。,表 9-2 用于射频/微波振荡器的谐振器及使用频段,3.振荡器要把9.1.2 节中的基本原理变成实际电路,应该了解振荡器的基本拓扑结构。图9-6给出了振荡器的四种基本连接形式。图（a）是射频/微波振荡器原始等效电路,振荡器供出能量等效为负阻,负载吸收能量是正电阻,这个电路对于各种振荡器都是有效的,只是在二极管振荡器中概念更直观。图（b）和图（c）用途最广,技术成熟。图（b）是栅极反馈振荡器，常用于变容管调谐和各种传输线谐振器振荡器,工作于串联谐振器的电感部分。图（c）是源极反馈振荡器,常用于YIG调谐、介质谐振器和传输线谐振器振荡器,工作于并联谐振器的电容部分。在微波频段,反馈电容C1就是器件的结等效电容。图（b）和图（c）实质上是相同的,只是调谐的位置不同。栅极起到谐振器与负载的隔离作用。图（d）是交叉耦合反馈电路。近代集成电路的发展使得低频电路的振荡器结构向射频/微波领域移植。,图 9-6 振荡器电路,为了保证振荡器的输出功率和频率不受负载影响,也使振荡器有足够的功率输出,通常振荡器要加隔离放大器,如图9-7所示。,图 9-7 振荡器的实际结构框图,4.振荡器的设计步振荡器的设计步骤如下：步骤一:选管子,在工作频率上有足够的增益和输出功率。(以手册为基础)步骤二:选拓扑结构,适当反馈,保证K1。步骤四:输入端谐振,使GS11=1,保证|S22|1。还要注意,晶体管的偏置对特性影响很大,无论什么管子(HBJT、FET、MMIC等),电路拓扑结构都一样。,9.2 集总参数振荡器,9.2.1 设计实例设计一个800MHz放大器。电源为12V DC,负载阻抗为50。晶体管AT41511的S参数如表9-3所示。(UCE=,IC=25mA,Z0=50,TA=25),表9-3 参 数 表,设计过程如下：（1）计算可得有源器件的原始k值为1.021,大于1,需设计反馈电路。选用一个18pF的电容做反馈电路,经公式计算后可得修正后的k值为-0.84,远小于1。设计可行。（2）选用11.5 pF电容做谐振电路,设其内电阻为2.5,将其反射系数s1经1/S22映射公式转换成L1,并标记到|L|=1的史密斯圆图上,可得确实落于|s|1及|L|1的交叉区域,即稳定振荡区内,故可用。,（3）选定一接近值L1a,以使得其对应的阻抗值ZL1a=50+j250的实数部分ReZL1a50等于输出负载阻抗RL=50。（4）将新值L1a经1/S11 映射转换成新值s1a,其绝对值（=0.878）确实小于原先选定的s1的绝对值（=0.914）,符合起振条件,|s1|s1a|。（5）选用电感来设计输出负载匹配电路,经公式计算可得其值为50 nH。（6）代入射频模拟软件分析验证。经Mathcad分析,Microwave Office仿真结果如图9-所示。,图 9-8 800 MHz振荡器设计结构,9.2.2 电路拓扑结构举例 从上例可以看出,振荡器的设计有许多元件是根据经验预选的,可代入公式验证。图9-9、图 9-10 和图9-11 给出了几个典型电路供参考。,图 9-9 晶体振荡器,图 9-10 1.04 GHz集成振荡器,图 9-10 1.04 GHz集成振荡器,图 9-11 4 GHz振荡器,9.3 微带线振荡器,1.2 GHz振荡器双极结晶体管的参数和电路设计结果如图 9-12所示。电感LB的加入,可保证振荡稳定。可以验算,|S11|1,|S22|1。电容C与管子引线电感构成谐振回路,电容C可以用变容管、YIG或介质谐振器代替,来构成不同功能的振荡器。微带线是阻抗变换网络。,图 9-12 2GHz振荡器的管子参数和设计结果,2.同轴型介质谐振器振荡器在微波低端,近年大量使用同轴型介质谐振器制作振荡器。图9-12 所示振荡器中的电容C的位置可以用介质谐振器代替,重新设计其他元件,这样能提高振荡器的频率稳定性。如图9-13 所示是四分之一波长的内圆外方同轴谐振器。圆柱套型高介电常数的陶瓷介质内外表面有金属导体,引脚端开路,另一端短路。谐振器的边长与内径满足高Q条件。,图 9-13 同轴介质谐振器,表9-4 常用同轴介质谐振器,表9-4 给出了不同介电常数的使用频段。,同型介质谐振器等效为一个并联谐振回路。谐振时的等效电阻为式中,Z0为谐振器的特性阻抗,R*为导体损耗,l为谐振器长度。如在450MHz、介电常数88条件下,可得Rp=2.5k。图9-14 给出了使用这种谐振器的振荡器典型电路。变换谐振器尺寸,可以工作在0.52.5GHz频率范围。变容管调谐可以在一定范围内实现压控振荡器(VCO)。,图 9-14 介质谐振器振荡器典型电路（0.52.5GHz）,3.圆柱（方柱）介质谐振器FET振荡器如图9-15所示,圆柱型介质可以等效为一个并联谐振器。将这个振荡器放入前述4GHz振荡器中,可得图9-16所示介质振荡器。,图 9-15 圆柱型介质谐振器,图 9-16 4GHz介质振荡器,介质谐振器与微带电路的耦合参见图9-17。调节谐振器的三维位置就可改变耦合量。,图 9-17 介质谐振器与微带线的耦合,图9-18给出各种介质谐振器的安装拓扑。微波场效应振荡器的技术成熟于20世纪80年代,目前已在各类微波系统中得到使用。,图 9-18 各种微波介质振荡器,图9-19 是一个14 GHz微波振荡器实例,微封装后就像普通晶振一样使用。,图 9-19 14GHz介质场效应振荡器,4.圆柱（方柱）介质谐振器二极管振荡器图9-20是介质谐振器与体效应二极管振荡器结合的实际结构,这个电路也是成熟振荡器,用途广泛。,图 9-20 X波段介质谐振器GUNN振荡器,图 9-21 是介质谐振器与雪崩管振荡器结合的实例,这是一个频带反射式振荡器。,图 9-21 X波段介质谐振器IMPATT振荡器,5.微机械振荡器为了实现K波段以上的振荡器,近年发展起来一种微机械谐振器。它把微带谐振线做在一种特制材料薄膜上,体积小,性能稳定将图9-22（a）中的介质谐振器换成图（b）所示的结构就得到微机械谐振器。图(c)是微机械谐振器电路的尺寸,电路外形尺寸为 6.8 mm8 mm1.4 mm。HEMT器件FHR20X的UGS=-0.3 V,UDS=2V,IDS=10mA,f0=28.7GHz,P0=0.6dBm。,图 9-22 微机械振荡器结构示意,图 9-22 微机械振荡器结构示意,图 9-22 微机械振荡器结构示意,9.4 压控振荡器（VCO）,9.4.1 集总元件压控谐振电路用变容二极管取代谐振回路中的部分电容,即可将振荡器修改成压控振荡器,这是常用的方法。修改后的谐振电路如图9-23 所示。其设计步骤如下:步骤一:选用电路结构。首先,计算K=fmax/fmin:若K1.4,两个变容二极管并联。步骤二:确定VCO电路使用场合。若单独应用,则需要使用微调电容来调整fmax和固定值电容来增加温度补偿;若用于锁相环,一般情况下,可以不用微调电容与固定电容。,步骤三:估算等效谐振电容Cr。Cr=固定电容可调电容有源元件等效电容离散电容。,等效谐振电容也可以利用表 9-5 估算。,图 9-23 VCO谐振电路,表9-5 等效谐振电容估算表,步骤四:计算最大调整电容CTmax。CTmax=(K2-1)Cr+K2Cmin其中K与Cr的值可由步骤一与步骤三获得,而Cmin可由厂商提供的变容二极管的元件资料中取得,且其对应的最大电容值Cmax必须比最大调整电容CTmax稍大些。步骤五:计算谐振电感L。也可以参考表 9-6 来选定谐振电感值,以避免选用的变容二极管的Cmin值过小,不实际。,表9-6 估算谐振电感值,步骤六:决定R与Cs值。电阻R与旁路电容Cs的主要作用是阻隔调谐电路与射频电路的耦合干扰。R值太小,则不能达到去耦效果,太大则会因变容二极管的漏电流的交流成分而造成噪声调制。在特殊情况下，可以用射频扼流圈替代。一般地,R值约为30k左右,而Cs值则视振荡频段而不同,约在101000pF之间。,9.4.2 压控振荡器电路举例图 9-24、图9-25、图9-26、图 9-27 给出了几个压控振荡器电路实例,供参考。,图 9-24 压控振荡器电路,图 9-25 变容管的两种连接方式,图 9-26 36 GHz宽带微波压控振荡器(a)原理图;(b)微带板;(c)频带特性,图 9-27 X波段MMIC宽带微波压控谐振器频带特性,9.5 变容管倍频器,采用倍频方案,可以在高频段得到低频段的频率精确度。现代有很多射频/微波系统中采用倍频器功放实现发射机,其基本原理和应用参见第11、13章。倍频器的原理是变容管的能量与频率的关系,详细内容在第11章介绍。这里给出一个电路实例。图9-28 是100 MHz1700 MHz的倍频器原理图。,图 9-28 17倍频器电路,