运动控制系统总结.ppt

运动控制系统总结,第1章 绪论,什么是运动控制系统,运动控制系统是以机械运动的驱动设备电动机为控制对象，以控制器为核心，以电力电子功率变换装置为执行机构，在自动控制理论的指导下组成的电气传动自动控制系统。,运动控制系统及其组成,直流调速系统,直流电动机的数学模型简单，转矩易于控制。换向器与电刷的位置保证了电枢电流与励磁电流的解耦，使转矩与电枢电流成正比。,交流调速系统,交流电动机（尤其是笼型感应电动机）结构简单 交流电动机动态数学模型具有非线性多变量强耦合的性质，比直流电动机复杂得多。,运动控制系统的转矩控制规律,忽略阻尼转矩和扭转弹性转矩，运动控制系统的简化运动方程式,转矩控制是运动控制的根本问题磁链控制同样重要,生产机械的负载转矩特性,生产机械的负载转矩TL是一个必然存在的不可控扰动输入。,恒转矩负载,a）位能性恒转矩负载 b)反抗性恒转矩负载,恒功率负载,直流调速系统,电枢回路,调节直流电动机转速的方法,（1）调节电枢供电电压；（2）减弱励磁磁通；（3）改变电枢回路电阻。,调磁调速特性曲线,第2章,转速反馈控制的直流调速系统,晶闸管整流器-电动机系统,电流连续时V-M系统的机械特性,晶闸管触发电路与整流装置的传递函数,输入输出关系为,直流PWM变换器-电动机系统,电压和电流波形,不可逆PWM变换器-直流电动机系统,一般电动状态的电压、电流波形,有制动电流通路的不可逆PWM变换器-直流电动机系统,图2-11有制动电流通路的不可逆PWM变换器-直流电动机系统,的正脉冲比负脉冲窄，,始终为负。,制动状态的电压、电流波形,(d)轻载电动状态的电流波形,VT1、VD2、VT2和VD1四个管子轮流导通。,直流PWM调速系统（电流连续）的机械特性,转速控制的要求和稳态调速性能指标,调速范围静差率s,图2-14 不同转速下的静差率,特性a和b的硬度相同，特性a和b额定速降相同，特性a和b的静差率不相同。,静差率指标应以最低速时所能达到的数值为准,调速范围、静差率和额定速降之间的关系,转速反馈控制直流调速系统,转速负反馈闭环直流调速系统稳态结构框图,图2-21 额定励磁下直流电动机的动态结构框图(a)电压电流间的结构框图(b)电流电动势间的结构框图(c)直流电动机的动态结构框图,反馈控制规律,2.4 直流调速系统的数字控制,数字测速方法的精度指标,当被测转速由n1变为n2时，引起记数值增量为1，则该测速方法的分辨率是转速实际值和测量值之差与实际值之比定义为测速误差率,M法测速,记取一个采样周期内旋转编码器发出的脉冲个数来算出转速的方法称为M法测速，又称频率法测速。(2-77),M法测速分辨率为（2-78）M法测速的分辨率与实际转速的大小无关。M法的测速误差率的最大值为（2-79）max与M1成反比。转速愈低，M1愈小，误差率愈大。,T法测速,T法测速是测出旋转编码器两个输出脉冲之间的间隔时间来计算转速，又被称为周期法测速。,准确的测速时间是用所得的高频时钟脉冲个数M2计算出来的，即，电动机转速为（2-80）,T法测速的分辨率定义为时钟脉冲个数由M2变成(M2-1)时转速的变化量，（2-81）综合式（2-80）和式（2-81），可得(2-82)T法测速的分辨率与转速高低有关，转速越低，Q值越小，分辨能力越强。,M/T法测速,在M法测速中，随着电动机的转速的降低，计数值减少，测速装置的分辨能力变差，测速误差增大。T法测速正好相反，随着电动机转速的增加，计数值减小，测速装置的分辨能力越来越差。综合这两种测速方法的特点，产生了M/T测速法，它无论在高速还是在低速时都具有较高的分辨能力和检测精度。,在高速段，与M法测速的分辨率完全相同。在低速段，M11，M2随转速变化，分辨率与T法测速完全相同。M/T法测速无论是在高速还是在低速都有较强的分辨能力。,带电流截止负反馈环节的 直流调速系统,图2-38电流截止负反馈环节（a）利用独立直流电源作比较电压（b）利用稳压管产生比较电压,图2-40 带电流截止负反馈的闭环直流调速系统稳态结构框图,图2-41带电流截止负反馈比例控制闭环直流调速系统的静特性,CA段:电流负反馈被截止 AB段:电流负反馈起作用,第3章,转速、电流反馈控制的直流调速系统,起动电流呈矩形波，转速按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快的起动（制动）过程。,图3-1 时间最优的理想过渡过程,图3-3 双闭环直流调速系统的稳态结构图转速反馈系数 电流反馈系数,AB段是两个调节器都不饱和时的静特性，IdIdm,n=n0。BC段是ASR调节器饱和时的静特性，Id=Idm,nn0。,图3-4 双闭环直流调速系统的静特性,根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数：转速反馈系数(3-6)电流反馈系数(3-7)两个给定电压的最大值U*nm和U*im由设计者选定。,3.2 转速、电流反馈控制直流调速系统的数学模型与动态过程分析,3.2.1 转速、电流反馈控制直流调速系统的动态数学模型,图3-5 双闭环直流调速系统的动态结构图,图3-6双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形,电流Id从零增长到Idm，然后在一段时间内维持其值等于Idm不变，以后又下降并经调节后到达稳态值IdL。,双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：（1）饱和非线性控制（2）转速超调（3）准时间最优控制,3.3 转速、电流反馈控制直流调速系统的设计,3.3.1 控制系统的动态性能指标在控制系统中设置调节器是为了改善系统的静、动态性能。控制系统的动态性能指标包括对给定输入信号的跟随性能指标和对扰动输入信号的抗扰性能指标。,图3-8 典型的阶跃响应过程和跟随性能指标,上升时间,峰值时间,调节时间,超调量,图3-9 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标,动态降落,恢复时间,调节器的工程设计方法,常把型和型系统作为系统设计的目标。,K值越大，截止频率c 也越大，系统响应越快，相角稳定裕度 越小，快速性与稳定性之间存在矛盾。在选择参数 K 时，须在快速性与稳定性之间取折衷。,表3-1 典型型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系,定义中频宽：(3-23)中频宽表示了斜率为20dB/sec的中频的宽度，是一个与性能指标紧密相关的参数。,采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值最小准则，可以找到和两个参数之间的一种最佳配合。(3-25)(3-26)在确定了h之后，可求得(3-29)(3-30),“振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值最小准则：对于一定的h值，只有一个确定的c(或K)，可得到最小的闭环幅频特性峰值Mrmin,表3-4 典型型系统阶跃输入跟随性能指标(按Mrmin准则确定参数关系),以h=5的动态跟随性能比较适中。,（控制结构和扰动作用点如图3-15所示，参数关系符合 准则）,表3-5 典型型系统动态抗扰性能指标与参数的关系,Cb=2FK2T,控制对象的工程近似处理方法,高频段小惯性环节的近似处理高阶系统的降阶近似处理低频段大惯性环节的近似处理,按工程设计方法设计转速、电流反馈控制直流调速系统的调节器,用工程设计方法来设计转速、电流反馈控制直流调速系统的原则是先内环后外环。先从电流环（内环）开始，对其进行必要的变换和近似处理，然后根据电流环的控制要求确定把它校正典型I型系统，再按照控制对象确定电流调节器的类型，按动态性能指标要求确定电流调节器的参数。电流环设计完成后，把电流环等效成转速环（外环）中的一个环节，再用同样的方法设计转速环为典型II型系统。,（3）内、外环开环对数幅频特性的比较外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特点。,图3-26 双闭环调速系统内环和外环的开环对数幅频特性I电流内环 n转速外环,第5章,基于稳态模型的异步电动机调速系统,异步电动机稳态等效电路,图5-1 异步电动机T型等效电路,假定条件：忽略空间和时间谐波，忽略磁饱和，忽略铁损,异步电动机稳态等效电路,简化等效电路的相电流幅值,异步电动机的机械特性,异步电动机传递的电磁功率,机械同步角速度,异步电动机的机械特性,异步电动机的电磁转矩（机械特性方程式）,异步电动机的机械特性,对s求导，并令,临界转差率：对应最大转矩的转差率,异步电动机的机械特性,对s求导，并令,最大转矩，又称临界转矩,不同控制方式下的机械特性,a）恒压频比控制b）恒定子磁通控制c）恒气隙磁通控制d）恒转子磁通控制,5.4 电力电子变压变频器,脉冲宽度调制技术,现代变频器中用得最多的控制技术是脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation），简称PWM。基本思想是控制逆变器中电力电子器件的开通或关断，输出电压为幅值相等、宽度按一定规律变化的脉冲序列，用这样的高频脉冲序列代替期望的输出电压。,正弦波脉宽调制技术,以频率与期望的输出电压波相同的正弦波作为调制波，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波。由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得幅值相等、宽度按正弦规律变化的脉冲序列，这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse Width Modulation，简称SPWM）。,5.4.2 正弦波脉宽调制技术,图5-17 三相PWM逆变器双极性SPWM波形,a)三相正弦调制波与双极性三角载波b）、c）、d）三相电压e）输出线电压f）电动机相电压,5.4.4 电流跟踪PWM控制技术,图5-19 电流滞环跟踪控制的A相原理图,5.4.5 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制技术,把逆变器和交流电动机视为一体，以圆形旋转磁场为目标来控制逆变器的工作，这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，磁链轨迹的控制是通过交替使用不同的电压空间矢量实现的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。,空间矢量的定义,交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，如果考虑到它们所在绕组的空间位置，可以定义为空间矢量。定义三相定子电压空间矢量,k为待定系数,空间矢量的合成,三相合成矢量,图5-21 电压空间矢量,的合成矢量,电压与磁链空间矢量的关系,图5-22 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,图5-23 电压矢量圆轨迹,8个基本空间矢量,2个零矢量,6个有效工作矢量,幅值为,空间互差,基本电压空间矢量图,图5-24 基本电压空间矢量图,正六边形空间旋转磁场,6个有效工作矢量完成一个周期，输出基波电压角频率,6个有效工作矢量,每个有效工作矢量作用,顺序分别作用t时间，并使,正六边形空间旋转磁场,图5-26 正六边形定子磁链轨迹,在一个周期内，6个有效工作矢量顺序作用一次，定子磁链矢量是一个封闭的正六边形。,正六边形空间旋转磁场,正六边形定子磁链的大小与直流侧电压成正比，而与电源角频率成反比。,正六边形空间旋转磁场,在基频以下调速时，应保持正六边形定子磁链的最大值恒定。若直流侧电压恒定，则1越小时，t越大，势必导致,增大。,正六边形空间旋转磁场,要保持正六边形定子磁链不变，必须使,在变频的同时必须调节直流电压，造成了控制的复杂性。,正六边形空间旋转磁场,有效的方法是插入零矢量当零矢量作用时，定子磁链矢量的增量,表明定子磁链矢量停留不动。,正六边形空间旋转磁场,有效工作矢量作用时间,当,零矢量作用时间,定子磁链矢量的增量为,正六边形空间旋转磁场,在时间t1段内，定子磁链矢量轨迹沿着有效工作电压矢量方向运行。在时间t0段内，零矢量起作用，定子磁链矢量轨迹停留在原地，等待下一个有效工作矢量的到来。,正六边形定子磁链的最大值,正六边形空间旋转磁场,在直流电压不变的条件下，要保持,输出频率越低，t越大，零矢量作用时间t0也越大，定子磁链矢量轨迹停留的时间越长。由此可知，零矢量的插入有效地解决了定子磁链矢量幅值与旋转速度的矛盾。,恒定，只要使t1为常数即可。,期望电压空间矢量的合成,在一个开关周期 T0,图5-28 期望输出电压矢量的合成,的作用时间,的作用时间,合成电压矢量,SVPWM的实现,通常以开关损耗和谐波分量都较小为原则，来安排基本矢量和零矢量的作用顺序，一般在减少开关次数的同时，尽量使PWM输出波型对称，以减少谐波分量。,零矢量集中的实现方法,按照对称原则，将两个基本电压矢量的作用时间平分为二后，安放在开关周期的首端和末端。零矢量的作用时间放在开关周期的中间，并按开关次数最少的原则选择零矢量。在一个开关周期内，有一相的状态保持不变，从一个矢量切换到另一个矢量时，只有一相状态发生变化，因而开关次数少，开关损耗小。,零矢量集中的实现方法,图5-29 零矢量集中的SVPWM实现,零矢量分散的实现方法,图5-30 零矢量分布的SVPWM实现,7步完成的定子磁链,图5-32定子磁链矢量的运动的7步轨迹,SVPWM控制的定子磁链,图5-34 定子旋转磁链矢量轨迹,定子磁链矢量轨迹,SVPWM控制的定子磁链,实际的定子磁链矢量轨迹在期望的磁链圆周围波动。N越大，磁链轨迹越接近于圆，但开关频率随之增大。由于N是有限的，所以磁链轨迹只能接近于圆，而不可能等于圆。,第6章,基于动态模型的异步电动机调速系统,6.2 异步电动机的三相数学模型,图6-1 三相异步电动机的物理模型,定子三相绕组轴线A、B、C在空间是固定的。转子绕组轴线a、b、c随转子旋转。,异步电动机三相原始模型的非独立性,异步电动机三相绕组为Y无中线连接，若为连接，可等效为Y连接。可以证明：异步电动机三相数学模型中存在一定的约束条件,异步电动机三相原始模型的非独立性,三相变量中只有两相是独立的，因此三相原始数学模型并不是物理对象最简洁的描述。完全可以而且也有必要用两相模型代替。,6.3.1 坐标变换的基本思路,两极直流电动机的物理模型，F为励磁绕组，A为电枢绕组，C为补偿绕组。F和C都在定子上，A在转子上。,图6-2 二极直流电动机的物理模型F励磁绕组 A电枢绕组 C补偿绕组,6.3.1 坐标变换的基本思路,三相变量中只有两相为独立变量，完全可以也应该消去一相。所以，三相绕组可以用相互独立的两相正交对称绕组等效代替，等效的原则是产生的磁动势相等。,6.3.1 坐标变换的基本思路,图6-3 三相坐标系和两相坐标系物理模型,6.3.1 坐标变换的基本思路,图6-4 静止两相正交坐标系和旋转正交坐标系的物理模型,6.4.2 旋转正交坐标系中的动态数学模型,图6-8 定子、转子 坐标系到旋转正交坐标系的变换a）定子、转子坐标系 b）旋转正交坐标系,按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系状态方程,图6-17 静止正交坐标系与按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系,旋转正交dq坐标系的一个特例是与转子磁链旋转矢量同步旋转的坐标系。令d轴与转子磁链矢量重合，称作按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系，简称mt坐标系。,按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系状态方程,m轴与转子磁链矢量重合为了保证m轴与转子磁链矢量始终重合，还必须使,按转子磁链定向的同步旋转正交坐标系状态方程,mt坐标系中的电磁转矩表达式,定子电流励磁分量,定子电流转矩分量,按转子磁链定向矢量控制的基本思想,按转子磁链定向仅仅实现了定子电流两个分量的解耦，电流的微分方程中仍存在非线性和交叉耦合。采用电流闭环控制，可有效抑制这一现象，使实际电流快速跟随给定值。,按转子磁链定向矢量控制的基本思想,图6-19 异步电动机矢量变换及等效直流电动机模型,按转子磁链定向矢量控制的基本思想,图6-20 矢量控制系统原理结构图,按转子磁链定向矢量控制的基本思想,图6-21 简化后的等效直流调速系统,按转子磁链定向矢量控制的基本思想,矢量控制系统就相当于直流调速系统。矢量控制交流变压变频调速系统在静、动态性能上可以与直流调速系统媲美。,按转子磁链定向矢量控制系统的电流闭环控制方式,图6-22 电流闭环控制后的系统结构图,转子磁链环节为稳定的惯性环节，可以采用闭环控制，也可以采用开环控制方式；而转速通道存在积分环节，必须加转速外环使之稳定。,电流闭环控制,图6-23 三相电流闭环控制的矢量控制系统结构图,电流闭环控制,图6-24 定子电流励磁分量和转矩分量闭环控制的矢量控制系统结构图,6.6.5 转子磁链计算,转子磁链的直接检测比较困难，多采用按模型计算的方法。利用容易测得的电压、电流或转速等信号，借助于转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与空间位置。在计算模型中，由于主要实测信号的不同，又分为电流模型和电压模型两种。,计算转子磁链的电流模型,根据描述磁链与电流关系的磁链方程来计算转子磁链，所得出的模型叫做电流模型。在坐标系上计算转子磁链的电流模型,计算转子磁链的电流模型,图6-29 在坐标系计算转子磁链的电流模型,计算转子磁链的电流模型,在mt坐标系上计算转子磁链的电流模型,计算转子磁链的电流模型,图6-30 在mt坐标系计算转子磁链的电流模型,计算转子磁链的电流模型,上述两种计算转子磁链的电流模型都需要实测的电流和转速信号，不论转速高低时都能适用。受电动机参数变化的影响。电动机温升和频率变化都会影响转子电阻，磁饱和程度将影响电感。这些影响都将导致磁链幅值与位置信号失真，而反馈信号的失真必然使磁链闭环控制系统的性能降低，这是电流模型的不足之处。,计算转子磁链的电压模型,根据电压方程中感应电动势等于磁链变化率的关系，取电动势的积分就可以得到磁链。在坐标系上计算转子磁链的电压模型,计算转子磁链的电压模型,图6-31 计算转子磁链的电压模型,计算转子磁链的电压模型,电压模型包含纯积分项，积分的初始值和累积误差都影响计算结果，在低速时，定子电阻压降变化的影响也较大。电压模型更适合于中、高速范围，而电流模型能适应低速。有时为了提高准确度，把两种模型结合起来。,6.7异步电动机按定子磁链控制的直接转矩控制系统,直接转矩控制系统的基本思想是根据定子磁链幅值偏差的正负符号和电磁转矩偏差的正负符号，再依据当前定子磁链矢量所在的位置，直接选取合适的电压空间矢量，减小定子磁链幅值的偏差和电磁转矩的偏差，实现电磁转矩与定子磁链的控制。,定子电压矢量对定子磁链与电磁转矩的控制作用,转差频率,将旋转坐标系dq按定子磁链定向，把电压矢量沿dq轴分解。d轴分量决定了定子磁链幅值的增减。,定子电压矢量对定子磁链与电磁转矩的控制作用,q轴分量决定定子磁链矢量的旋转角速度，从而决定转差频率和电磁转矩。,定子电压矢量对定子磁链与电磁转矩的控制作用,为“+”时，定子磁链幅值加大；为“-”时，定子磁链幅值减小；为“0”时，定子磁链幅值维持不变。,d轴分量usd,定子电压矢量对定子磁链与电磁转矩的控制作用,为“+”时，定子磁链矢量正向旋转，转差频率增大，电流转矩分量和电磁转矩加大；为“-”时，定子磁链矢量反向旋转，电流转矩分量急剧变负，产生制动转矩；为“0”时，定子磁链矢量停在原地，转差频率为负，电流转矩分量和电磁转矩减小。,q轴分量,基于定子磁链控制的直接转矩控制系统,图6-40 直接转矩控制系统原理结构图,基于定子磁链控制的直接转矩控制系统,