总线传输时阻抗匹配的原理.docx

在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短， 当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如 果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不匹配（相等）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不 匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，有兴趣的可参 看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长 度，以及信号的幅度、频率等均无关。例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75欧， 而一些射频设备上则常用特征阻抗为50欧的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性 阻抗为300欧的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上比较常见，用来做八木天线的馈 线。因为电视机的射频输入端输入阻抗为75欧，所以300欧的馈线将与其不能匹配。实际 中是如何解决这个问题的呢？不知道大家有没有留意到，电视机的附件中，有一个300欧到 75欧的阻抗转换器（一个塑料包装的，一端有一个圆形的插头的那个东东，大概有两个大 拇指那么大的）？它里面其实就是一个传输线变压器，将300欧的阻抗，变换成75欧的， 这样就可以匹配起来了。这里需要强调一点的是，特性阻抗跟我们通常理解的电阻不是一个概念，它与传输线的长度 无关，也不能通过使用欧姆表来测量。为了不产生反射，负载阻抗跟传输线的特征阻抗应该 相等，这就是传输线的阻抗匹配。如果阻抗不匹配会有什么不良后果呢？如果不匹配，则会 形成反射，能量传递不过去，降低效率；会在传输线上形成驻波（简单的理解，就是有些地 方信号强，有些地方信号弱），导致传输线的有效功率容量降低；功率发射不出去，甚至会 损坏发射设备。如果是电路板上的高速信号线与负载阻抗不匹配时，会产生震荡，辐射干扰当阻抗不匹配时，有哪些办法让它匹配呢？第一，可以考虑使用变压器来做阻抗转换，就像上面所说的电视机中的那个例子那样。 第二，可以考虑使用串联/并联电容或电感的办法，这在调试射频电路时常使用。第三，可以考虑使用串联/并联电阻的办法。一些驱动器的阻抗比较低，可以串联一个合适 的电阻来跟传输线匹配，例如高速信号线，有时会串联一个几十欧的电阻。而一些接收器的 输入阻抗则比较高，可以使用并联电阻的方法，来跟传输线匹配，例如，485总线接收器， 常在数据线终端并联120欧的匹配电阻。阻抗匹配基础标签：终端网络工作图形signal能源2009-08-11 21:17 38690人阅读 评论（11）收藏 举报 目录（?）+英文名称：impedance matching基本概念信号传输过程中负载阻抗和信源内阻抗之间的特定配合关系。一件器材的输出阻抗和所 连接的负载阻抗之间所应满足的某种关系，以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明 显的影响。对电子设备互连来说，例如信号源连放大器，前级连后级，只要后一级的输入阻 抗大于前一级的输出阻抗5-10倍以上，就可认为阻抗匹配良好;对于放大器连接音箱来说， 电子管机应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱，而晶体管放大器则无此限制，可以 接任何阻抗的音箱。匹配条件 负载阻抗等于信源内阻抗，即它们的模与辐角分别相等，这时在负载阻抗上可以得 到无失真的电压传输。 负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值，即它们的模相等而辐角之和为零。这时在负载 阻抗上可以得到最大功率。这种匹配条件称为共轭匹配。如果信源内阻抗和负载阻抗均为 纯阻性，则两种匹配条件是等同的。阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状 态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励 源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内 阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份绝对值相等而符号相反。这种匹配条件称 为共扼匹配。阻抗匹配(Impedance matching)是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来 达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源 效益。史密夫图表上。电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表 上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中 心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变 成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。共轭匹配在信号源给定的情况下，输出功率取决于负载电阻与信号源内阻之比K，当两者相等， 即K=1时，输出功率最大。然而阻抗匹配的概念可以推广到交流电路，当负载阻抗与信号 源阻抗共轭时，能够实现功率的最大传输，如果负载阻抗不满足共轭匹配的条件，就要在 负载和信号源之间加一个阻抗变换网络，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗 匹配。匹配分类大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力(lumped-circuit matching)，另一 种则是调整传输线的波长(transmission line matching)。要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把 数值划在史密夫图表上。1. 改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代 表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度， 然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重复以上方法直至电阻值变成1,即可直接把 阻抗力变为零完成匹配。2. 调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至 走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配。阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大， 此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大 器，输出阻抗50Q，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆 长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时，要求 负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有能量都被负 载吸收了。反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是 线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字，一般规定同轴电缆基带50欧姆，频带75欧姆， 对绞线则为100欧姆，只是取个整而已，为了匹配方便。何为阻抗阻抗是电阻与电抗在向量上的和。高频电路的阻抗匹配由于高频功率放大器工作于非线性状 态，所以线性电路和阻抗匹配(即：负载阻抗与电源内阻相等)这一概念不能适用于它。因 为在非线性(如：丙类)工作的时候，电子器件的内阻变动剧烈：通流的时候，内阻很小； 截止的时候，内阻接近无穷大。因此输出电阻不是常数。所以所谓匹配的时候内阻等于外阻， 也就失去了意义。因此，高频功率放大的阻抗匹配概念是：在给定的电路条件下，改变负载 回路的可调元件，使电子器件送出额定的输出功率至负载。这就叫做达到了匹配状态。怎样理解阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低 频和高频两种情况讨论。我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的，我们可以 把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R， 电源电动势为U,内阻为r,那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r),可以看 出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U*1+(r/R)，可以看 出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为： P=|*|*R=U/(R+r)*U/(R+r)*R=U*U*R/(R*R+2*R*r+r*r)=U*U*R/(R-r)*(R-r)+4*R*r=U*U/(R-r)*(R-r)/R+4*r对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式 中(R-r)*(R-r)/R，当R=r时，(R-r)*(R-r)/R可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最 大输出功率Pmax=U*U/(4*r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出 功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及 高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻 抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共厄匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传 输线的匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来 说很长，传输线可以看成是“短线”，反射可以不考虑(可以这么理解：因为线短，即使反 射回来，跟原信号还是一样的)。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流 大，则选择小的负载R;如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R;如果我们需要输出功 率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些 仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能， 这时我们也会叫做阳.抗失配。在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很 短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形 状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不匹配(相等)时，在负载端就会产生反射。为什 么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这 里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻 抗(也叫做特性阻抗)是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号 的幅度、频率等均无关。例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75欧，而一些射频设 备上则常用特征阻抗为50欧的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300欧 的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上比较常见，用来做八木天线的馈线。因为电视 机的射频输入端输入阻抗为75欧，所以300欧的馈线将与其不能匹配。实际中是如何解决 这个问题的呢？不知道大家有没有留意到，电视机的附件中，有一个300欧到75欧的阻抗 转换器(一个塑料包装的，一端有一个圆形的插头的那个东东，大概有两个大拇指那么大的)？ 它里面其实就是一个传输线变压器，将300欧的阻抗，变换成75欧的，这样就可以匹配起 来了。这里需要强调一点的是，特性阻抗跟我们通常理解的电阻不是一个概念，它与传输 线的长度无关，也不能通过使用欧姆表来测量。为了不产生反射，负载阻抗跟传输线的特 征阻抗应该相等，这就是传输线的阻抗匹配。如果阻抗不匹配会有什么不良后果呢？如果 不匹配，则会形成反射，能量传递不过去，降低效率;会在传输线上形成驻波（简单的理解， 就是有些地方信号强，有些地方信号弱），导致传输线的有效功率容量降低;功率发射不出 去，甚至会损坏发射设备。如果是电路板上的高速信号线与负载阻抗不匹配时，会产生震 荡，辐射干扰等。当阻抗不匹配时，有哪些办法让它匹配呢？第一，可以考虑使用变压器来做阻抗转换， 就像上面所说的电视机中的那个例子那样。第二，可以考虑使用串联/并联电容或电感的办 法，这在调试射频电路时常使用。第三，可以考虑使用串联/并联电阻的办法。一些驱动器 的阻抗比较低，可以串联一个合适的电阻来跟传输线匹配，例如高速信号线，有时会串联一 个几十欧的电阻。而一些接收器的输入阻抗则比较高，可以使用并联电阻的方法，来跟传输 线匹配，例如，485总线接收器，常在数据线终端并联120欧的匹配电阻。为了帮助大家理解阻抗不匹配时的反射问题，我来举两个例子：假设你在练习拳 一 打沙包。如果是一个重量合适的、硬度合适的沙包，你打上去会感觉很舒服。但是，如果哪 一天我把沙包做了手脚，例如，里面换成了铁沙，你还是用以前的力打上去，你的手可能就 会受不了了一这就是负载过重的情况，会产生很大的反弹力。相反，如果我把里面换成了 很轻很轻的东西，你一出拳，则可能会扑空，手也可能会受不了一这就是负载过轻的情况。 另一个例子，不知道大家有没有过这样的经历：就是看不清楼梯时上/下楼梯，当你以为还 有楼梯时，就会出现“负载不匹配”这样的感觉了。当然，也许这样的例子不太恰当，但我们 可以拿它来理解负载不匹配时的反射情况。高速PCB设计中的阻抗匹配（资料整理）阻抗匹配阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输 不会产生反射，这表明所有能量都被负载吸收了。反之则在传输中有能量损失。在高速PCB 设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。PCB走线什么时候需要做阻抗匹配？不主要看频率，而关键是看信号的边沿陡峭程度，即信号的上升下降时间，一般认为 如果信号的上升/下降时间（按10%90%计）小于6倍导线延时，就是高速信号，必须注 意阻抗匹配的问题。导线延时一般取值为150ps/inch。特征阻抗信号沿传输线传播过程当中，如果传输线上各处具有一致的信号传播速度，并且单位 长度上的电容也一样，那么信号在传播过程中总是看到完全一致的瞬间阻抗。由于在整个 传输线上阻抗维持恒定不变，我们给出一个特定的名称，来表示特定的传输线的这种特征或 者是特性，称之为该传输线的特征阻抗。特征阻抗是指信号沿传输线传播时，信号看到的 瞬间阻抗的值。特征阻抗与PCB导线所在的板层、PCB所用的材质（介电常数）、走线 宽度、导线与平面的距离等因素有关，与走线长度无关。特征阻抗可以使用软件计算。高 速PCB布线中，一般把数字信号的走线阻抗设计为50欧姆，这是个大约的数字。一般规 定同轴电缆基带50欧姆，频带75欧姆，对绞线（差分）为100欧姆。常见阻抗匹配的方式1、串联终端匹配在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个 电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发 生再次反射。匹配电阻选择原则：匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和等于传输线的特征阻抗。常 见的CMOS和TTL驱动器，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL 或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。链状拓扑结构的信号 网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流 负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗，而且只需要一个电阻元件。常见应用：一般的CMOS、TTL电路的阻抗匹配。USB信号也采样这种方法做阻抗匹 配。2、并联终端匹配在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征 阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。匹配电阻选择原则：在芯片的输入阻抗很高的情况下，对单电阻形式来说，负载端的并 联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等：对双电阻形式来说，每个并联电阻值为传输 线特征阻抗的两倍。并联终端匹配优点是简单易行，显而易见的缺点是会带来直流功耗：单电阻方式的直流 功耗与信号的占空比紧密相关；双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平都有直流功耗， 但电流比单电阻方式少一半。常见应用：以高速信号应用较多。（1）DDR、DDR2等SSTL驱动器。采用单电阻形式，并联到VTT （一般为IOVDD的一 半）。其中DDR2数据信号的并联匹配电阻是内置在芯片中的。(2) TMDS等高速串行数据接口。采用单电阻形式，在接收设备端并联到IOVDD，单端 阻抗为50欧姆(差分对间为100欧姆)。什么是阻抗匹配以及为什么要阻抗匹配.阻抗匹配在高频设计中是一个常用的概念，这篇文章对这个'阻抗匹配”进行了比较好的解析。 回答了什么是阻抗匹配。阻抗匹配(Impedance matching)是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至 所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效 益。大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力(lumped-circuit matching)，另一种则 是调整传输线的波长(transmission line matching)。要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值 划在史密夫图表上。改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实 数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然 后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1,即可直接把阻 抗力变为零完成匹配。调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到 电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时 阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器， 输出阻抗50Q，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度， 即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗 要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有能量都被负载吸收了. 反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗 为50欧姆。这是个大约的数字，一般规定同轴电缆基带50欧姆，频带75欧姆，对绞线则 为100欧姆，只是取个整而已，为了匹配方便.阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说， 阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向 量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电 阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体， 而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。但是在交流电的领域 中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗， 意即抵抗电流的作用。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们 的计量单位与电阻一样是奥姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈 小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题， 具有向量上的关系式，因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上的和。阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对 于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹 配，否则称为失配。当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须 满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼 匹配。一.阻抗匹配的研究在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多 样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在 系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式 的匹配，为什么采用这种方式。例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配；1、串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端 和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载 端反射回来的信号发生再次反射.串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：A由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50%向负载端传播；B信号在负载端的反射系数接近+1,因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%。C反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同;D负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？E反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传 输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输 出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为+4.5V的 CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Q，在高电平时典型的输出阻抗为45Q4； TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL 或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否 则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。可以看出， 有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信 号的噪声容限很低。串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载， 也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。2、并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输 入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双 电阻两种形式。并联终端匹配后的信号传输具有以下特点：A驱动信号近似以满幅度沿传输线传播；B所有的反射都被匹配电阻吸收；C负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值 必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Q，则R值为50Q。如 果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路 的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。 这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。 考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：.两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相等；.与电源连接的电阻值不能太小，以免信号为低电平时驱动电流过大;.与地连接的电阻值不能太小，以免信号为高电平时驱动电流过大。并联终端匹配优点是简单易行；显而易见的缺点是会带来直流功耗：单电阻方式的直流功耗 与信号的占空比紧密相关？；双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平都有直流功耗。因 而不适用于电池供电系统等对功耗要求高的系统。另外，单电阻方式由于驱动能力问题在一 般的TTL、CMOS系统中没有应用，而双电阻方式需要两个元件，这就对PCB的板面积提 出了要求，因此不适合用于高密度印刷电路板。当然还有：AC终端匹配；基于二极管的电压钳位等匹配方式。二.将讯号的传输看成软管送水浇花2.1数位系统之多层板讯号线（Signal Line）中，当出现方波讯号的传输时，可将之假想成 为软管（hose）送水浇花。一端于手握处加压使其射出水柱，另一端接在水龙头。当握管 处所施压的力道恰好，而让水柱的射程正确洒落在目标区时，则施与受两者皆欢而顺利完成 使命，岂非一种得心应手的小小成就？2.2然而一旦用力过度水注射程太远，不但腾空越过目标浪费水资源，甚至还可能因强力水 压无处宣泄，以致往来源反弹造成软管自龙头上的挣脱!不仅任务失败横生挫折，而且还大 捅纸漏满脸豆花呢！2.3反之，当握处之挤压不足以致射程太近者，则照样得不到想要的结果。过犹不及皆非所 欲，唯有恰到好处才能正中下怀皆大欢喜。2.4上述简单的生活细节，正可用以说明方波（Square Wave）讯号（Signal）在多层板传 输线（Transmission Line，系由讯号线、介质层、及接地层三者所共同组成）中所进行的 快速传送。此时可将传输线（常见者有同轴电缆Coaxial Cable，与微带线Microstrip Line 或带线Strip Line等）看成软管，而握管处所施加的压力，就好比板面上“接受端”（Receiver） 元件所并联到Gnd的电阻器一般，可用以调节其终点的特性阻抗（Characteristic Impedance），使匹配接受端元件内部的需求。三.传输线之终端控管技术（Termination）3.1由上可知当“讯号”在传输线中飞驰旅行而到达终点，欲进入接受元件（如CPU或Meomery等大小不同的IC）中工作时，则该讯号线本身所具备的“特性阻抗”，必须要与终 端元件内部的电子阻抗相互匹配才行，如此才不致任务失败白忙一场。用术语说就是正确执 行指令，减少杂讯干扰，避免错误动作”。一旦彼此未能匹配时，则必将会有少许能量回头 朝向“发送端”反弹，进而形成反射杂讯（Noise）的烦恼。3.2当传输线本身的特性阻抗（Z0）被设计者订定为28ohm时，则终端控管的接地的电阻 器（Zt）也必须是28ohm，如此才能协助传输线对Z0的保持，使整体得以稳定在28 ohm 的设计数值。也唯有在此种Z0=Zt的匹配情形下，讯号的传输才会最具效率，其“讯号完整 性”（Signal Integrity，为讯号品质之专用术语）也才最好。四.特性阻抗（Characteristic Impedance）4.1当某讯号方波，在传输线组合体的讯号线中，以高准位（High Level）的正压讯号向前 推进时，则距其最近的参考层（如接地层）中，理论上必有被该电场所感应出来的负压讯号 伴随前行（等于正压讯号反向的回归路径Return Path），如此将可完成整体性的回路（Loop） 系统。该“讯号”前行中若将其飞行时间暂短加以冻结，即可想象其所遭受到来自讯号线、介 质层与参考层等所共同呈现的瞬间阻抗值（Instantanious Impedance），此即所谓的“特性 阻抗”。是故该“特性阻抗”应与讯号线之线宽（w）、线厚（t）、介质厚度（h）与介质常数（Dk）都扯上了关系。4.2阻抗匹配不良的后果由于高频讯号的“特性阻抗”（Z0）原词甚长，故一般均简称之为“阻抗”。读者千万要小心，此与低频AC交流电（60Hz）其电线（并非传输线）中，所出 现的阻抗值（Z）并不完全相同。数位系统当整条传输线的Z0都能管理妥善，而控制在某 一范围内（±10%或±5% ）者，此品质良好的传输线，将可使得杂讯减少，而误动作也可 避免。但当上述微带线中Z0的四种变数（w、t、h、r）有任一项发生异常，例如讯号线出现缺口时，将使得原来的Z0突然上升（见上述公式中之Z0与W成反比的事实）， 而无法继续维持应有的稳定均匀（Continuous）时，则其讯号的能量必然会发生部分前进， 而部分却反弹反射的缺失。如此将无法避免杂讯及误动作了。例如浇花的软管突然被踩住， 造成软管两端都出现异常，正好可说明上述特性阻抗匹配不良的问题。4.3阻抗匹配不良造成杂讯上述部分讯号能量的反弹，将造成原来良好品质的方波讯号，立即出现异常的变形（即发生高准位向上的Overshoot，与低准位向下的Undershoot，以 及二者后续的Ringing）。此等高频杂讯严重时还会引发误动作，而且当时脉速度愈快时杂 讯愈多也愈容易出错。那么是否什么时候都要考虑阻抗匹配？在普通的宽频带放大器中，因为输出阻抗为50Q，所以需要考虑在功 率传输电路中进行阻抗匹配。但是，实际上当电缆的长度对于信号的波 长来说可以忽略不计时，就勿需阻抗匹配的。考虑信号频率为1MHz，其波长在空气中为300m，在同轴电缆中约为 200m。在通常使用的长度为1m左右的同轴电缆中，是在完全可忽略 的范围之内。（图H）如果存在阻抗，那么在阻抗上就会产生功率消耗，所以不做阻抗匹配其结果就会使放大器的输出功率发生无用的浪费。（图J）阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原 理摘要：本文利用史密斯圆图作沏F阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导 纳的作图范例，并给出了MAX2474工作在900MHz时匹配网络的作图范例。事实证明，史密斯圆图仍然是确定传输线阻抗的基本工作。在处理RF系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不 同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器 (LNA)之间的匹配、功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO输出与混频器 输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从'信号源”传送到“负载”。在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明 显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求， 为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要 用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。有很多种阻抗匹配的方法，包括 计算机仿真：由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以 使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还 需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为 这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。手工计算：这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、 并且被处理的数据多为复数。经验：只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资 深的专家。史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨 论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够 为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响 以及进行稳定性分析。图7.阻抗和史密斯圆图基础基础知识在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下RF环境下（大于100MHz） IC连线的电磁波传 播现象。这对RS-485传输线、PA和天线之间的连接、LNA和下变频器/混频器之间的连接 等应用都是有效的。大家都知道，要使信号源传送到负载的功率最大，信号源阻抗必须等于负载的共轭阻抗，即:RS + jXs = R - jXXLRs XS图2.表达式RS + jXS = Rl -jXL的等效图在这个条件下，从信号源到负载传输的能量最大。另外，为有效传输功率，满足这个条件可 以避免能量从负载反射到信号源，尤其是在诸如视频传输、RF或微波网络的高频应用环境 更是如此。史密斯圆图史密斯圆图是由很多圆周交织在一起的一个图。正确的使用它，可以在不作任何计算的前提 下得到一个表面上看非常复杂的系统的匹配阻抗，唯一需要作的就是沿着圆周线读取并跟踪 数据。史密斯圆图是反射系数（伽马，以符号表示）的极座标图。反射系数也可以从数学上定义为单端口散射参数，即S11。史密斯圆图是通过验证阻抗匹配的负载产生的。这里我们不直接考虑阻抗，而是用反射系数 rL，反射系数可以反映负载的特性（如导纳、增益、跨导），在处理RF频率的问题时rL更加 有用。我们知道反射系数定义为反射波电压与入射波电压之比：图3.负载阻抗负载反射信号的强度取决于信号源阻抗与负载阻抗的失配程度。反射系数的表达式定义为:Eq. 2.1)VrenZl-Zq ,n = rr + iFiL Vine r J 1由于阻抗是复数，反射系数也是复数。为了减少未知参数的数量，可以固化一个经常出现并且在应用中经常使用的参数。这里Z0 （特性阻抗）通常为常数并且是实数，是常用的归一化标准值，如50Q、75Q、100Q和600Q。 于是我们可以定义归一化的负载阻抗：:Eq. 2.2)ZL _ R+jX 布=血据此，将反射系数的公式重新写为:rL = rr + jii= 7业三向mm =以三虫工L-r j 1 ZL +ZD (ZL Zc)/Zc 1+ k + 1从上式我们可以看到负载阻抗与其反射系数间的直接关系。但是这个关系式是一个复数，所 以并不实用。我们可以把史密斯圆图当作上述方程的图形表示。为了建立圆图，方程必需重新整理以符合标准几何图形的形式(如圆或射线)。首先，由方程2.3求解出;(Eq. 24)并且i + rr2 - 2F| i 112(Eq.Z5>令等式2.5的实部和虚部相等，得到两个独立的关系式:1 -1 5 "+ rr2-2ij + i j iq.2.7)重新整理等式2.6,经过等式2.8至2.13得到最终的方程2.14。这个方程是在复平面(斤，ri) 上、圆的参数方程(x - a： + (y - b： = R2它以r/(r + 1)，0为圆心，半径为1/(1 + r)。r+rl r2-2T. + -l |2 = 1 - l r2- l 2(Eq 28)rr2 + rrr2 - 2rr, */ * n2 = I - r田膑+ 商-?rrr + (r+ 1)n2 = i - r(Eq.2.10)r2- . Tr i/ = r + 11 + r(EU 211)as篇厂n；fEq. 2.12)fEq. 2.13)Eq. 2.14)更多细节参见图4a。图4a.圆周上的点表示具有相同实部的阻抗。例如/;= 1的圆，以(0.5, 0)为圆心，半径 为0.5。它包含了代表反射零点的原点0, 0)(负载与特性阻抗相匹配、以(0, 0)为圆心、 半径为1的圆代表负载短路。负载开路时，圆退化为一个俶1，0为圆心，半径为零。 与此对应的是最大的反射系数，即所有的入射波都被反射回来。在作史密斯圆图时，有一些需要注意的问题。下面是最重要的几个方面：所有的圆周只有一个相同的，唯一的交点(1，0)。 代表0Q、也就是没有电阻(r = 0)的圆是最大的圆。 无限大的电阻对应的圆退化为一个点(1，0)实际中没有负的电阻，如果出现负阻值，有可能产生振荡。 选择一个对应于新电阻值的圆周就等于选择了一个新的电阻。作图经过等式2.15至2.18的变换，2.7式可以推导出另一个参数方程，方程2.19。x+xrr2-2xrr + xi i2=2ri(Eq 2.15)1+1了-71+矿=当216)+1 + "L 吝= $(Eq i.i7)9n 211rrz - 2rr- + 1 +- n + « =