射频滤波器设计.ppt

射频滤波器设计,信息科学与技术学院,第9章射频滤波器设计,9.1谐振器和滤波器的基本结构9.2特定滤波器的实现9.3滤波器的实现9.4耦合微带线滤波器,第9章射频滤波器设计,根据基本电路理论，滤波器可以大致分为四类：低通、高通、带通和带阻滤波器。低通滤波器允许低频信号以很小的衰减量从输入端口传输到输出端口，当信号频率超过特定的截止频率后，信号的衰减量将急剧增大，从而使输出端口的信号幅度下降。高通滤波器的特征恰好相反，此时低频信号分量的衰减很大，即低频信号分量的输出幅度下降了，当信号频率超过特定的截止频率后，信号则以很小的衰减量从输入端口传输到输出端口。带通和带阻滤波器由特定的下边频和上边频划分出确定的频带，在这个频带内，信号衰减量相对于其他频段有低(带通)或者高(带阻)的衰减量。主要内容：讨论滤波器和谐振器的一些基本概念和定义(如：品质因数和有载品质因数)。然后，引入几种最基本的、多节低通滤波器结构，即已有设计参数表的所谓最大平滑二项式(巴特沃斯)滤波器和等波纹(切比雪夫)滤波器。掌握将标准最大平滑二项式或切比雪夫低通滤波器变换为符合要求的特定滤波器的方法，研究如何用分布参数元件实现这些滤波器的方法。根据将集总参数元件变为分布参数元件的Bichnk变换和KunDd8规则，我们可以导出一些实用的方法，采用这些方法可设计出通常情况下都能够实现的滤波器电路结构。,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,9.11 滤波器的类型和技术参数一、四种基本的理想滤波器：低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器。1、如右图归纳出了四种滤波器的衰减系数与归一化角频率的关系。其中参数/c 为相对于角频率c的归一化频率 对于低通和高通滤波器c是截止频率，对于带通和带阻滤波器c是中心频率。2、低通滤波器的衰减曲线：右下图画出了二项式(巴特沃斯)、切比雪夫以及椭圆函数(Cauer)低通滤波器的衰减曲线。二项式滤波器 具有单调的衰减曲线，一般说来也比较容易实现。遗憾的是，若想在通带和阻带之间实现陡峭的过渡衰减变化，需要使用很多元件。切比雪夫滤波器具有较好的陡峭过渡衰减曲线，但通带内的衰减曲线有某种程度的起伏，或者说波纹。且衰减曲线的波纹在通带内或阻带内保持相等的幅度，这种滤波器的设计依据于所谓的切比雪夫多项式。可以看出，对于二项式和切比雪夫滤波器，当 时，滤波器的衰减趋于无穷大。椭圆函数滤波器在通带与阻带间的过渡变化最陡峭，但代价是其通带和阻带内均有波纹。由于椭圆函数滤波器设计在数学上的复杂性，我们将不再做进一步的讨论,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,二、重要参数：,BF插入损耗：,插入损耗定量地描述了功率响应幅度与o dB基准的差值。,波纹：通带内信号响应的平坦度可以采用以下方法定量，定义波纹系数，采用dB或奈贝(Neper)为单位表示响应幅度的最大值与最小值之差。切比雪夫滤波器设计方法能够精确地控制波纹的幅度。,其中，PL是滤波器向负载输出的功率，Pin是滤波器从信号源得到的输入功率，|in|是从信号源向滤波器看去的反射系数。,带宽：对于带通滤波器，带宽的定义是通带内对应于3dB衰减量的上边频和下边频的频率差：矩形系数：矩形系数是60dB带宽与3dB带宽的比值，它描述了滤波器在截止频率附近响应曲线变化的陡峭程度：阻带抑制：在理想情况下，我们希望滤波器在阻带频段内具有无穷大的衰减量。但是，实际上我们只能得到与滤波器元件数目相关的有限衰减量。在实际情况中，为了使阻带抑制与矩形系数建立联系式(9.3)，通常以60dB作为阻带抑制的设计值。,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,上述滤波器参数都可以通过如图9.3所示的典型带通衰减曲线来说明。由于滤波器的衰减特征是根据它与归一化频率的对应关系画出的，所以其中心频率fc被归一化为1，而3dB上、下边频对称于该中心频率。在这两个3dB衰减频率点之外，衰减量急剧增加并迅速达到60dB的阻带衰减值，此处就是阻带的起始点。,品质因数Q：描述滤波器的频率选择性的参数，品质因数通常被定义为在谐振频率下，平均储能与一个周期内平均耗能之比：其中功率损耗Ploss等于单位时间内的耗能（注意区别有载滤波器和无载滤波器的不同）。通过下例说明,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,如右图为有载滤波器：输人端口与信号源相连，输出端口与负载相连 此时功率损耗通常被认为是外接负载上的功率损耗和滤波器本身功率损耗的总和，品质因数称为有载品质因数QLD.，如果对有载品质因数QLD取倒数，可以得到：由于总功耗包含滤波器的功耗以及外接负载的功耗，上式可以简化为：其中，QF为滤波器的固有品质因数，QE为外部品质因数。变换为：其中fc是滤波器的中心频率或谐振频率。,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,三、滤波器的重要特点 滤波器设计的关键点是根据输入电压或根据信号源电压，确定输出电压1、低通滤波器,如图为连接了负载电阻的一阶低通滤波器，可用4个级连ABCD参量网络(标号为14)来构成(如右下图）。则整个级连网络的ABCD参量为：,设源阻抗和负载阻抗均为纯电阻性，即,当0,分压关系同直流情况,说明高频段具有0电压输出的低通特性,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,当 滤波器即化为空载状态并在极限状态下得到纯一阶系统的结果：,采用奈贝(NP)计量衰减系数：采用dB计量衰减系数：相应的相位群时延（相位相对于角频率的变化率）通常需要设计具有线性相位的滤波器，则,如右图是典型滤波器响应与负载电阻变化的关系，其中 c 10PF，R10，RG50,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,2、高通滤波器如右图,当0,说明电感的影响可忽略,如右图是不同负载电阻情况下高通滤波器的响应，其中L=100nH，R10，2RG50。,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,3、带通和带阻滤波器 带通滤波器可以采用串联或并联结构的RLC电路构成。图9.10是包括源阻抗和负载阻抗的串联结构滤波器电路图,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,例题9.1带通滤波器的响应设带通滤波器的Zl=ZG50，L5nH，R=20,c2PF。求滤波器的频率响应，画出传递函数的相位与频率的关系以及传递函数以dB表示的衰减曲线。解：我们利用带通滤波器传递函数式求解这个问题。以dB表示的滤波器衰减曲线 滤波器衰减曲线和相位曲线己标在图9.11中。由此图可以估算出滤波器的谐振频率fo大约是1.5GHZ，精确值为,由图可见带通滤波器在其谐振点处具有最小衰减，而且其阻带到通带的过渡非常缓慢.,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,若将申联电路替换为并联电路（如图所示），则只需用1y替换公式中的Z就可以得到：,对于储能系统或LC网络，用品质因数来计算滤波器的3dB通带或阻带的带宽：,品质因数描述了持定谐振电路结构的重要内在特征能耗。Q=1/d d是耗散系数耗散系数与电路结构是串联(RLC)还是并联(GLC)有关。见后表9.1,fo是谐振频率,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,表9.1中的电路都是空载滤波器(即滤波器没有任何外接负载)。,在有载情况时以三种品质因数分析，以连接了源内阻Rc和负载电阻RL的串联谐振电路，即带通滤波器为例，把上述两个电阻合在起构成如图9.13所示的电路结构。,损耗可以归结为由外接电阻R5单独产生，内部电阻R单独产生或它们共同产生。因此，我们必须分三种情况讨论：,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,四、插入损耗,通常滤波器的品质因数Q比实际阻抗或实际导纳更容易测量(采用网络分析仪)。而带通或带阻滤波器的阻抗或导纳值也可以采用某种品质因数Q来表达。例如，串联谐振电路的阻抗可以表示为：,并联谐振器导纳为：,现在研究如下情况：如图9.14(a)所示的传输线系统，传输线的特性阻抗为zo，该传输线在信号端和负载端均处于匹配状态：ZL=ZG=Z0 则：负载上得到的功率PL就是信号源输出的全部资用功率Pin：,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,插入滤波器，如图9.14（b),则负载上得到的功率变为：,在谐振状态下：=0，式中第一项为零，此时谐振器的损耗取决于式中第二项。偏离谐振状态时，式中第一项对损耗值有明显的影响。若考察一个特殊的频率，在该频率上，负载得到的功率恰好是其在谐振频率上的一半，我们可以导出=2，代入公式（9.24)，可得：同时由第二章相关公式,可得,其中LF称为损耗因数。当根据要求设计滤波器的衰减特性时，损耗因数是个关键的参数。,9.1 谐振器和滤波器的基本结构,则插入滤波器后的插入损耗（以dB表示）：,9.2特定滤波器的实现,一、巴特沃斯滤波器 特点：滤波器的衰减曲线中没有任何波纹，所以也被称为最大平滑滤波器。低通滤波器的插入损耗可由损耗因数确定：其中是归一化频率，N是滤波器的阶数。一般情况下取常数=1，当=/c=1 IL=10log2,即截止频率点上的插入损耗为3dB。如右图为几种N值情况下的插入损耗。,通常，低通、高通、带通滤波器特性的网络综合相当复杂，故仅讨论两类典型滤波器的实现：最大平滑巴特沃斯(Butterworth)滤波器 等波纹切比雪夫滤波器方法：先研究归一化低通滤波器的结构，再利用频率变换将其低温频率特性变换为其他类型的滤波器频率特性。,9.2特定滤波器的实现,一般归一化低通滤波器的两种可行结构如图9.17所示，其中RG1,电路元件值的编号是从信号源端的g0一直到负载端的gN+1。电感与并联电容存在对换关系。各个元件值g由如下方式确定：,所有g值都有数表可查,见下表,9.2特定滤波器的实现,对于g0=1且截止频率c=1的最大平滑低通滤波器，表9.2列出了N从1至10的全部g值。,9.2特定滤波器的实现,对于不同的阶数N，可以从右图中找到滤波器衰减与频率的对应关系。已知=1是3dB截止频率点，因此可由右图的衰减曲线确定滤波器的阶数。例如，若要设计个在Q2时，衰减量不小于60dB的最大平滑低通滤波器，则要求滤波器的阶数N10。右图表明，超过截止频率点后，滤波器的衰减量会急剧上升。当1,即c时，损耗因数按 2N关系增加，即频率每增加个数量级，损耗增加20NdB。然而到目前为止，我们对此滤波器的相位响应仍一无所知。对许多无线通信系统来说，线性的相位响应(相移)也许比陡峭的衰减或幅度变化更为关键。遗憾的是，线性相移和陡峭的幅度变化是相互冲突的。如果要得到线性相移，则相位函数必须有与公式(9.35)类似的特征：,其个A1和A2是任意常数。相应的群时延tg是：,9.2特定滤波器的实现,9.2特定滤波器的实现,前两个切比雪夫多项式分别为常数和线性函数、后二个切比雪夫多项式分别为二次、三次和四次函数，一阶至四阶切比雪夫多项式的图形如右图。显然，各阶切比雪夫多项式曲线均在aI之间振荡，根据切比雪夫多项式，可以得到传送函数的幅度H()为：,其中TN()为N阶切比雪夫多项式，a是用于调整通带内波纹高度的常数因子。例如设a1，当1时则有：,二、切比雪夫滤波器 等波纹滤波器的设计思路是用切比雪夫多项式TN()来描述滤波器插入损耗的函数特性：,前5个切比雪夫多项式,通带内各点的衰减都在3dB以下(等波纹)。,特定滤波器的实现,例如：若需要波纹值为0.5dB，则必须取a(100.5/10-1)0.3493。波纹分别为3dB和0.5dB的1至10阶切比雪夫滤波器衰减曲线如图9.2l和图9.22所示。,如右图a1时，切比雪夫滤波器的损耗因数和插入损耗。a1时，谐振频率(1)点同样具有3dB衰减响应。通过适当选择系数a，可以控制切比雪夫滤波器通带内波纹的幅度。当-11：切比雪夫多项式的函数值在1至+1间振荡：切比雪夫多项式平方后的函数值将在0至1间变化。则：当-11，由滤波器导致的最小衰减是0dB，最大衰减是IL10log(1+a2)，设波纹峰值为RPLdB,则,由图可见：通带内的波纹越大则通带到阻带的过渡就越陡峭。,特定滤波器的实现,特定滤波器的实现,特定滤波器的实现,三、切比雪夫滤波器与巴特沃斯滤波器比较切比雪夫滤波器比巴特沃斯滤波器具有更陡峭的通带阻带过渡特性。对于较高的归一化频率1切比雪夫多项式TN()可近似为(12)(2)N。这意味着在通带外，切比雪夫滤波器比巴特沃斯滤波器的衰减特性提高了约(22N)4倍。,例题9.3 巴特沃斯、线性相移巴特沃斯以及切比雪夫滤波器的比较比较下列三种滤波器的衰减特性与频率的关系，(a)标准3dB巴持沃斯滤波器，(b)线性相移巴特沃斯滤波器(c)3dB波纹切比雪夫滤波器：解：如果选取滤波器的第一个元件为与信号源串联的电感，则三阶滤波器的电路拓扑结构如右图所示。其中电感和电容值可由表9.2，表9.3及表9.4查出，它们分别为：标准巴特沃斯滤波器：L1=L2=1HC1=2F 线性相移巴特沃斯滤波器：L1=1.255H，C1=0.5528F，L20.1922H 3dB波纹切比雪夫滤波器：L1L23.3487HC1=0.7117F 信号源及负载阻抗：RcRL=1,由电路图可见，在直流状态下，电感相当于短路而电容相当于开路。由于源阻抗和负载阻抗构成了分压器，所以负载上的电压等于信号源电压的一半(V2=0.0VG)。当频率不为零时，负载上的电压仍然可以利用分压关系求得。首先求A点电压：然后根据VA求负载上的电压：,根据电路交流增益和直流增益的比值，可求出滤波器产生的插入损耗：,特定滤波器的实现,图9.23画出了上述三种滤波器以dB表示的衰减系数。切比雪夫滤波器的衰减曲线具有最陡峭的斜率，线性相移巴特沃斯滤波器的衰减曲线则最平缓。因此，当需要陡峭的通带阻带过渡持性且对通带内波纹的要求不严格时，切比雪夫滤波器是最合适的选择。应当注意，切比雪夫滤波器在截止频率点上的衰减恰好等于其在通带内的波纹。尽管线性相移巴特沃斯滤波器存在衰减变化平缓的缺陷，但其线性相移特性却特别适合于调制电路和混频电路。,特定滤波器的实现,四、标准低通滤波器设计的反归一化 为了得到实际的滤波器，我们必须对前面讨论的参数进行反归一化以便满足实际工作频率和阻抗的要求。另外标准原型低通滤波器也必须能根据需要变换为高通、带通或带阻滤波器。可以采用两个特殊的方法实现：频率变换：将归一化频率变换为实际频率。即按比例调整标准电感和标准电容。阻抗变换：将标准信号源阻抗g0和负载阻抗g(N+1)变换为实际的源阻抗RG和负载阻抗RL。1、频率变换 图9.24是通带波纹为3dB的标准四阶切比雪夫低通滤波器响应，为了更清楚地表明哀减曲线在频域上的对称性，我们引入了负值频率。此外，采用适当的比例变换和平移，可得到如图9.25，图9.26，图9.28和图9.29所示的所有四种滤波器，下面我们将进行详细讨论。A、低通滤波器，只须用截止角频率c乘归一化频率即可完成比例变换（见图9.25）c，在相应的插入损耗和损耗因数表达式，以c 替换即可，电感和电容元件则,实际的感抗和容抗：,特定滤波器的实现,B、高通滤波器，需要将原型滤波器的抛物线型频率响应映射为频域上的双曲线型频率响应。这种映射可以通过以下变换实现：映射使得高通滤波器的实际截止频率为 c对电路参数进行反归一化时应注意：显然，将一阶低通滤波器中的电感换为电容，电容换为电感就可以得到一阶高通滤波器。这与基本电路理论相符。,特定滤波器的实现,C、带通滤波器的变换比较复杂，除了比例变换外，还需要平移标准低通滤波器的响应。通过考察图9.27来说明从归一化频率到实际频率的映射关系。实现比例变换和平移的函数关系是：,其中上边频U和下边频L确定了在c o处的通带带宽(BW U-L)，单位为弧度秒。也就是说，此时截止频率c 就是中心频率o。利用o和(9.23)式，上式可以改写为：,其中上边频U和下边频L成反比关系：则 中心频率也可以采用上边频和下边频的几何平均值确定,特定滤波器的实现,由右式可得：当=u和=L时，=1当=0时，=0因此，频率变换关系如下：低通滤波器原型应用此变换后的结果如图：根据归一化电感,得：串联电感和电容的反归一化电感和电容为：,根据归一化电容：,得：并联电感和电容的反归一化电感和电容为：,特定滤波器的实现,由此可见，图9.17（如右），归一化电感变换成了量值由上式确定的串联电感和串联电容，而归一化电容变换成了量值由上式确定的并联电感和并联电容。这样，可以通过 的倒数变换或应用前面导出的高通滤波器变换及下式得到带阻滤波器的变换规则。不论采用那种方法，串联电感所对应的串联元件为：并联电容所对应的串联元件为：,特定滤波器的实现,特定滤波器的实现,2、阻抗变换 除了表9.4中列出的偶数阶切比雪夫滤波器之外，图9.17所示原型滤波器的源阻抗和负载阻抗均为1。如果需要源电阻g0或负载电阻RL不为1，就必须对所有阻抗表达式做比例变换。这需要用实际电阻RG倍乘所有滤波器参数，即：其中带有波浪线标记的L，c和RL仍然是解出的实际滤波器参数值，L，c和RL则是原型滤波器参数值。下面演示基于低通滤波器的切比雪夫带通滤波器的设计方法。,特定滤波器的实现,特定滤波器的实现,图9.30给出了滤波器设计电路图和衰减曲线。从标准低通滤波器人手，通过适当的频率变换和元件比例变换设计滤波器非常简单。,工作频率超过500MHz的滤波器的实现必须将集总参数元件变换为分布参数元件。本小节将介绍一些有用的工具Richards变换，单位元件概念和Kuroda规则。为了实现电路设计从集总参数到分布参数的变换，Richards提出了一种独特的变换，这种变换可以将一段开路或短路传输线等效于分布的电感或电容元件。一段特性阻抗为Zo的终端短路传输线具有纯电抗性输入阻抗Zin：其中，电长度可以用以下方式表达以使它与频率的关系更加明显。如果传输线的长度为0/8，而相应的工作频率f0=vp/0。则电长度可化为：则与频率有关的传输线电感特性和集总参数元件之间的关系为：其中 是Richards变换。电容性集总参数元件的功能也可以用一段开路传输线实现,9.3 滤波器的实现,9.3 滤波器的实现,Richards变换可以用特性阻抗Z0=L的段短路传输线替代集总参数电感，也可以用特性阻抗Zo1C的一段开路传输线替代集总参数电容。注意：传输线的长度并非一定要是0/8，事实上，有些作者就选用0 4为传输线的基本长度。不过，选用08比较方便因为，由此设计的实际电路尺寸较小，且标准低通滤波器的截止频率点没有发生变化(即对于f=f0=fc,S=j1)，但是后面章节遇到的带阻滤波器，它的衰减特性需要用04的传输线来实现。Richards变换将集总参数元件在of区间的频率响应映射到of 4f0 区间原因在于正切函数的周期性以及传输线的长度都是所谓等效线长度08。如果要得到电感性响应，频率必须限制在of 2f0区间；由于这种变换的周期性特征，此类滤波器的频率响应不可能是宽带的。,9.3 滤波器的实现,一、单位元件 在把集总参数元件变成传输线段时，需要分解传输线元件，即插入所谓单位元件(UE)以便得到可以实现的电路结构。单位元件的电长度为=/4(ffo)，特性阻抗为ZUE，单位元件可以视为两端口网络，根据第4章的知识可以求出其ABCD参量表达式。己知传输线的ABCD参量表达式为：,9.3 滤波器的实现,二、Kuroda规则 在滤波器的设计中，很重要的是必须将工程上难于实现的滤波器设计变换成容易实现的形式：例如，实现等效的串联感抗时，采用短路传输线段比采用并联开路传输线段更困难。为了方便各种传输线结构之间的相互变换，Kuroda提出了四个规则(见表9.6)*,注意表中的电感和电容都是用Richards变换表示的,9.3 滤波器的实现,9.3 滤波器的实现,三、微带线滤波器的设计实例 下面以两个例子说明低通和带阻滤波器的设计。滤波器的设计必须先应用Richard变换，然后再利用Kuroda规则。带阻滤波器设计需要特别注意集总参数元件到分布参数元件的变换。实际滤波器的实现分为四个步骤：1根据设计要求选择归一化滤波器参数。2用08传输线替换电感和电容。3根据Kuroda规则将串联短路线变换为并联开路线。4反归一化并选择等效微带线(长度宽度以及介电系数)。,9.3 滤波器的实现,设计低通滤波器：设计个输入、输出阻抗为50的低通滤波器，其主要参数如下：截止频率3GHz；波纹o5dB，当频率大约为截止频率的2倍时损耗不小于40 dB。设电磁波在介质中的相速度为光速的60。我们按照上述步骤求解这个问题。步骤1：根据图9.22，滤波器的阶数必须为N5，其他参数为：g1=1.7058=g5,g2=1.2296=g4,g3=2.5408,g6=1.0 归一化低通滤波器如图9.31所示。,步骤2：用图9.32中开路、短路的串联、并联微带线替换图9.3I中的电感和电容，只须直接应用Richard变换即可得到微带线的特性阻抗和特性导纳为：yIy5gl，y3g3，Z2=Z4=g2=g4,用串联、并联微带线替换图9.31中的电感器和电容器(oc开路线：c短路线,9.3 滤波器的实现,步骤3：为了在信号端和负载端达到匹配并使滤波器容易实现，需要引入单位元件以便能够应用第一和第二个Kuroda规则(见表9.6)将所有串联线段变为并联线段。由于这是一个四阶滤波器，我们必须配置总共四个单位元件以便将所有串联短路线段变换成并联开路线段。将这一步骤再分为几步：首先，在滤波器的输入、输出端口引入两个单位元件，如图9.33所尔。,因为单位元件与信号源及负载的阻抗都是匹配的，所以引入它们并不影响滤波器的特性；对第一个并联短线和最后个并联短线应用Kuroda规则后的结果如图9.34所示。,9.3 滤波器的实现,因为这个电路中有四个串联短线，所以仍然无法实现。如果要把它们变换成并联形式，还必须再配置两个单位元件，如图9.35所示。,同样，因为单位元件与信号源及负载的阻抗相匹配，所以引入它们并不影响滤波器的特性。对图9.35所示电路应用Kuroda规则，则可得到如图9.36所示的、真正能够实现的滤波器设计结果,9.3 滤波器的实现,步骤4：反归一化过程包括了将单位元件的输入、输出阻抗变成50的比例变换以及根据(9.57)计算短线的长度。根据VPo6C=1.8108m/s,则短线的长度为l=(08)vP(8fo)=7.5mm图9.37(a)是用微带线实现的滤波器最终设计结果：图537(b)画出了滤波器在o至3.5GHz频率范围内的衰减曲线。由图可见通带内的波纹在截止频率3GHz以下没有超过o5dB。,9.3 滤波器的实现,二、带阻滤波器设计，它要求将截止频率为1的标准低通滤波器原型变换为具有特定中心频率和3dB上边频、下边频的带阻滤波器。设计一个输入、输出阻抗为50的最大平滑三阶带阻滤波器，设计参数如下：中心频率4GHz，带宽50，仍然假设电磁波在介质中的相速度为光速的60。在此设计任务中将集总参数元件变换为分布参数元件时，必须进行详细分析。特别重要的是、在设计带阻滤波器时，分别对应于电路的串联或并联连接方式，中心频率点必须有最大或最小阻抗。若采用以前o8线段定义的Richards变换，在f=f0处将遇到困难，因为此时正切函数值为1而非最大值。然而，如果采用o 4线段，则f=f0处正切函数值趋于无穷大，正好符合阻带设计要求。另外一方面还要考虑的是，将低通滤波器原型1的截止频率变换为带阻滤波器的下边频和上边频，这需要引入所谓带宽系数bf：,其中sbw=（u-L）/0是阻带宽度,9.3 滤波器的实现,在下边频和上边频点，若用04线段的Richards变换与bf相乘，可见该乘积的模等于1。例如，对于下边点L，有：,相应于归一化低通滤波器的截止频率点=1。同理对上边频：,相应于归一化低通滤波器的截止频率点=-1下面开始设计。,9.3 滤波器的实现,9.3 滤波器的实现,9.4耦合微带线滤波器,首先简单地介绍传输线的奇模、偶模通过公共接地板产生的耦合效应，这种效应导致了奇模特性阻抗和偶模特性阻抗。耦合微带线作为两端口网络，其ABCD参量矩阵表达式也与上述输入、输出阻抗有关。级连这些耦合微带线元件可得到带通滤波器结构，这种结构可用射频电路模拟软件来分析、设计。,一、奇模和偶模的激励 根据图9.43所示的几何结构，可以建立耦合微带线相互作用的简单模型。这种结构包括介质厚度为d，介电系数为r的介质层以及附着在介质层的两条相距为s的微带线。微带线的宽度为w，厚度相对于d忽略不计。图9.44是微带线与地板之间电容、电感耦合效应的电路原理图。,9.4耦合微带线滤波器,根据终端1和终端2处的总电压、总电流，可定义偶模电压Ve、偶模电流Ie和奇模电压Vod、奇模电流Iod,如右图，当偶模工作时，电压相加，电流方向相同；当奇模工作时，电压相减，电流方向相反。则传输线方程为,其中下标的两个数字相同时为自电容、自电感，如下标12代表微带线1与微带线2之间的耦合(这与微带线2与微带线1之间的耦合等价)。,9.4耦合微带线滤波器,由于要考虑边缘场和不同媒质的影响，通常这些电容是不易求解的。例如，介质表面上带状导体的电容不能根据单位长度的平板电容公式C11=0r(w/d)计算，因为带状导体宽度w与介质厚度d的比值没有大到使平板电容公式成立的程度。此外，交叉耦合电容也难于处理、由于这些原因，通常是借助于数值计算方法求出阻抗表，如图9.45所示。,奇模、偶模特性阻抗可以用奇模、偶模电容及相应的相速定义：,如果两个导体带的尺寸相同、位置相对应，则偶模：Ce=C11=C12奇模：Cod=C11+2C12=C22+2C12,9.4耦合微带线滤波器,二、带通滤波器单元如图9.46所示的两段微带线，是带通滤波器的基木单元。该单元输入、输出端口的几何结构，开路条件以及相应的传输线等效电路。,对这种结构的开路传输线线段，先不考虑其严格处理方法的细节，直接给出其阻抗矩阵参数：,当把这些基本单元级连构成多节滤波器时、需要使每个单元的两个端口都与下一个元件匹配，称为求解镜像阻抗。,1端口输入阻抗：2端口输出阻抗,9.4耦合微带线滤波器,因 Zin=ZL，则A=D变换成ABCD，代入得：,如图：当微带长度为0/4或=/2时，典型的带通滤波器特性。上边频和下边频为：,阻抗响应呈周期性，故必须限制使用较高的工作频率，以避开高频段的寄生通带响应。,9.4耦合微带线滤波器,三、级连带通滤波器单元 前一小节讨论的单个带通滤波器单元不能提供良好的滤波器响应及陡峭的通带阻带过渡。可以通过级连这些基本单元最终得到高性能的滤波器。图9.48是个常规的多节滤波器结构。为设计符合特殊要求的带通滤波器结构，需要进行大量的计算。要将全部设计要求转换成实际的滤波器设计。需通过下面步骤进行:,9.4耦合微带线滤波器,选择标准低通滤波器参数。根据需要的衰减和波纹选定采用巴特沃斯或切比雪夫设计方法后，设计者可以从表9.2至表9.6中选择合适的标准低通滤波器参数g0,g1,g2,.gn+1确定归一化带宽，上边频和下边频。根据滤波器特性对下边频L和上边频U以及中心频率0=(L+U)2的要求，可以确定滤波器的带宽：,计算参数：得传输线的奇模、偶模特性阻抗：,9.4耦合微带线滤波器,确定微带线的实际尺寸。根据图9.45，可将每个奇模特性阻抗和偶模特性阻抗换算成 微带线的实际几何尺寸。例如，当PcB板材料的介电系数和厚度给定后，我们可以确定 铜质导体带的间距s和宽度w。这个宽度通常与其他微带线的宽度相同。所以，为获 得(9.74)式要求的阻抗，导体带间距就成为最常用的调整参数。如9.42小节指出的 每一段耦合微带线的长度都必须是o4。,根据上述步骤可以得到初步的，但通常是不精确的设计参数，考虑到边缘场效应通过对微带线长度、宽度的修正，可以得到更准确的设计参数；此外，还可以使用模拟软件进步精确修正、调整设计参数，以确保设计出的滤波器实际特件符合技术要求。,9.4耦合微带线滤波器,9.4耦合微带线滤波器,借助于模拟软件的另一个原因是；我们需要从另一个角度检验滤波器设计方法的正确性，并且考察几何尺寸和介质特性变化对滤波器性能的影响。上述参量中的大多数都很容易利用计算机来研究*。完成了初步理论设计方案后，通常是利用计算机模拟来进行实际电路布线和实验的c,