[信息与通信]LTE 导频设计.doc

LTE 导频设计目 录LTE 导频设计研究报告1目 录2图 表4表 格71 引言91.1 编写目的91.2 预期读者和阅读建议91.3 缩写术语92 上行导频设计102.1 上行帧结构设计概要102.1.1 早期的LTE上行帧结构102.1.2 LTE上行帧结构的演进及最终方案122.2 上行PUSCH DM参考信号设计132.2.1 多UE在SIMO模式下复用方式132.2.2 长块（LB）与短块（SB）的取舍162.2.3 参考信号序列生成172.2.4 Sequence Hopping232.2.5 Cyclic Hopping292.2.6 TDD上行参考信号设计302.2.7 信息bit数确定342.3 上行PUCCH参考信号设计352.3.1 上行PUCCH参考信号帧结构中的设计352.3.2 RS Sequence的生成412.3.3 Hopping412.4 上行Sounding参考信号设计412.4.1 Sequences422.4.2 Bandwidth432.4.3 Cyclic shift & Hopping472.4.4 Period and Offset482.4.5 RPF482.4.6 SRS for UE Antenna Selection492.4.7 SRS在子帧中时域的位置492.4.8 SRS在子帧中频域的位置502.4.9 TDD523 下行导频设计533.1 下行帧结构设计概要533.1.1 早期LTE下行帧结构533.1.2 LTE下行帧结构最终方案543.2 下行PDSCH DM参考信号设计553.2.1 复用方式553.2.2 下行导频符号时域位置603.2.3 下行导频在频域中的密度623.2.4 下行导频序列设计643.2.5 下行导频Hopping & shifting设计693.2.6 下行导频Power Boosting723.3 多天线下行导频的考虑753.3.1 2天线下行RS设计753.3.2 4天线下行RS设计763.4 TDD中下行导频的考虑813.5 下行MBMS导频设计813.5.1 混合unicast的MBSFN813.5.2 专用MBSFN853.6 下行UE-Specific导频设计873.6.1 专用RS信号的支持873.6.2 专用RS信号结构设计894 36.211中的Finalization954.1 LTE系统中上行导频方案954.1.1 参考信号序列的生成954.1.2 解调参考信号984.1.3 Sounding参考信号1004.2 LTE系统中下行导频方案1044.2.1 小区专用参考信号1044.2.2 MBSFN参考信号1064.2.3 终端专用参考信号1085 结论以及建议1116 参考文献112 第 2 页 共 118 页图 表图表 21 包含2、3个短块子帧结构版本11图表 22 去掉短块后上行子帧结构实例413图表 23 LTE上行导频参考信号设计最终方案514图表 24 上行Distributed(左)与Localized(右)参考信号结构314图表 25 上行参考信号FDM(左)与CDM(右)复用结构315图表 26 上行参考信号SB2相对与SB1的Staggering315图表 27 上行参考信号重叠315图表 28 ZC序列长度与序列数量关系1118图表 29 上行参考信号序列生成示意1419图表 210 Fujitsu关于方案“N-1”(左)与“Cyclic copy”(右)自相关与互相关值1420图表 211 Fujitsu关于方案“N+1”自相关与互相关值1420图表 212 Nokia关于方案“Cyclic copy”与“N-1”的CM值1321图表 213 Fujitsu关于各方案的CM值1321图表 214 各公司上行短参考信号设计互相关性能比较1823图表 215 各公司上行短参考信号设计BLER性能比较1824图表 216 RS Sequence Hopping示例2025图表 217 Ericsson关于Base-sequence grouping示例2625图表 218 NTT DoCoMo关于上行Hopping双层分组示意图2926图表 219 NTT DoCoMo关于双层sequence hopping/shifting示意图2926图表 220 Ericsson关于上行导频Hopping方案碰撞统计3128图表 221 DoCoMo关于上行RS资源规划方案4230图表 222 TDD上行导频结构（2SB）3432图表 223 TDD上行导频结构（1LB）3432图表 224 Ericsson关于TDD(FS2)导频结构仿真结果3433图表 225 NSN关于TDD(FS2)导频结构仿真结果3733图表 226 ZTE关于TDD(FS2)导频结构仿真结果3534图表 227 参考文献39中对上行导频高速场景方案3934图表 228 图表 227方案的仿真结果3935图表 229 至RAN1#49次会议关于PUCCH设计提案4736图表 230 Qualcom关于PUCCH一个符号导频结构4837图表 231 Qualcom关于PUCCH导频支持用户数仿真结果4637图表 232 Qualcom关于PUCCH两个符号导频结构4838图表 233 Qualcom关于PUCCH一个与两个符号导频性能比较4839图表 234 Qualcom关于PUCCH三个符号导频设计（短长CP）4339图表 235 Qualcom关于PUCCH三个符号导频仿真性能比较（短CP）4340图表 236 Qualcom关于PUCCH三个符号导频仿真性能比较（长CP）4341图表 237 Nokia关于SRS最小支持带宽仿真性能6345图表 238 Nokia关于SRS带宽配置的方案16446图表 239 Nokia关于SRS带宽配置的方案26446图表 240 Nokia关于SRS带宽配置树形结构6447图表 241 Samsung关于5MHz系统带宽SRS信号复用(RPF=2)5349图表 242 Samsung关于2.5、1.25MHz系统带宽SRS复用(RPF=2)5350图表 243 PRACH与SRS相互干扰5751图表 244 在第1、14符号中PRACH与SRS干扰5951图表 245 PUCCH与SRS干扰6152图表 246 PUCCH与SRS碰撞时的结构53图表 31 早期的LTE下行帧结构154图表 32 LTE下行帧结构最终方案155图表 33 LTE下行资源块设计最终方案图例155图表 34 LTE下行资源块设计最终方案图例256图表 35 LTE下行导频参考信号设计示例6757图表 36 LTE下行导频复用方式性能(14.3%开销)6759图表 37 LTE下行导频复用方式性能(7.2%开销)6760图表 38 LTE下行导频复用方式性能(4.8%开销)6760图表 39 Nokia关于下行导频时域位置研究6962图表 310 Ericsson关于下行导频时域位置研究7163图表 311 关于下行导频频域密度研究7364图表 312 关于下行导频频域密度设计方案7464图表 313 DoCoMo关于下行RS 2-D序列设计8365图表 314 DoCoMo关于小区间RS复用设计方案7667图表 315 时域信道冲击响应(PN-OS序列)8068图表 316 时域信道冲击响应(PN序列)8068图表 317 NSN关于下行RS信号正交码字(CDM)性能仿真17868图表 318 NSN关于下行RS信号正交码字(CDM)性能仿真27869图表 319 Huawei关于下行RS shifting/hopping性能仿真8771图表 320 DoCoMo关于下行RS shifting/hopping设计8872图表 321 LG关于下行RS Power Boosting的说明9074图表 322 LG关于下行RS Power Boosting的仿真结果9074图表 323 NTT DoCoMo关于下行RS Power Boosting的仿真结果9175图表 324 NTT DoCoMo关于下行RS Power Boosting实现方案9176图表 325 NTT DoCoMo关于2天线下行RS设计方案9577图表 326 LTE初期4天线下行RS设计9777图表 327 Nortel对4天线下行RS参考设计9778图表 328 LTE会议中期确定的下行4天线RS设计10079图表 329 Work Assumption10180图表 330 Nokia关于下行4天线RS结构设计仿真结果10181图表 331 LTE系统4天线下行RS最终设计10282图表 332 Nokia关于MBMS系统下行RS结构参考设计10483图表 333 Nokia关于MBMS系统RS参考设计仿真结果10484图表 334 Nortel关于MBMS系统RS参考设计10584图表 335 Nortel关于MBMS系统RS参考设计仿真结果10585图表 336 Nokia关于专用MBMS RS参考设计10886图表 337 Nokia关于专用MBMS RS设计仿真结果10887图表 338 Nortel关于专用MBMS RS参考设计10987图表 339 Nortel关于专用MBMS RS设计仿真结果10987图表 340 DoCoMo对于Beamforming简单介绍11188图表 341 DoCoMo对于Beamforming系统性能仿真11489图表 342 Ericsson关于专用RS密度分析结果11691图表 343 Motorola关于专用RS结构参考设计11791图表 344 Motorola关于专用RS结构参考设计仿真结果11792图表 345 LTE专用RS信号结构设计(Normal CP)12193图表 346 Nortel关于专用RS信号参考设计(Extended CP)12393图表 41 下行参考信号映射(常规CP)105图表 42 下行参考信号映射(扩展CP)106图表 43 MBSFN参考信号映射(扩展CP，)107图表 44 MBSFN参考信号映射(扩展CP，)108图表 45 终端专用参考信号映射(常规CP)110图表 46 终端专用参考信号映射(扩展CP)110表 格表格 21 上行传输参数（带宽利用率为81.9%）312表格 22 上行传输参数（带宽利用率约为90%）312表格 23 上行参考信号复用方式表315表格 24 ZC序列长度与序列数量关系表1118表格 25 不同长度方案不同上行参考序列之间互相关性1320表格 26 不同长度方案相同上行参考序列之间互相关性1320表格 27 NEC提出的OZCL序列与TZC、EZC序列对照表1522表格 28 各公司上行短参考信号设计互相关性能对照表1823表格 29 各公司上行短参考信号设计CM值对照表1823表格 210 各公司上行短参考信号设计Memory对照表1823表格 211 LG上行短参考信号设计链路仿真条件1824表格 212 Ericsson关于上行导频Hopping生成示意表3127表格 213 Qualcom对导频Hopping公式初始化表3228表格 214 Ericsson在参考文献33中方案的碰撞概率3329表格 215 Nokia关于Cyclic Shift中所提出参考4031表格 216 Ericsson关于TDD（FS2）上行参考信号仿真条件3432表格 217 Qualcom关于PUCCH三个符号导频设计性能比较4340表格 218 Nokia关于SRS可支持带宽列表6344表格 219 DoCoMo关于SRS带宽配置设计6647表格 220 DoCoMo关于SRS带宽简化配置设计6647表格 31 下行传输参数354表格 32 LTE下行帧结构相关参数56表格 33 LTE下行导频复用设计仿真参数6758表格 34 Nokia关于下行导频位置分析6962表格 35 Nokia关于下行导频正交码字对Timing带来影响分析7969表格 36 Huawei关于下行RS shifting/hopping性能仿真假设8770表格 37 Nokia关于MBMS RS参考设计的系统开销10483表格 38 DoCoMo对于Precoding与Beamforming技术的比较11188表格 41 的定义()96表格 42 的定义()96表格 43 DCI模式0循环移位对应的映射98表格 44 每个时隙PUCCH调制参考符号个数100表格 45 PUCCH格式1、1a和1b正交序列100表格 46 PUCCH格式2、2a和2b正交序列100表格 47 不同PUCCH格式中解调参考信号位置100表格 48 与的值(上行带宽为)102表格 49 与的值(上行带宽为)102表格 410 与的值(上行带宽为)102表格 411 与的值(上行带宽为)103表格 412 FDD Sounding参考信号子帧配置103表格 413 TDD Sounding参考信号子帧配置1031 引言引言提出了对本文档的纵览，帮助读者理解该文档的编写目的，适用的读者，参考资料，术语解释等等。1.1 编写目的简要描述本文档涉及的研究内容和范围，说明本文档编写的目的和意义。1.2 预期读者和阅读建议列举本文档所针对的不同读者，如开发人员、项目经理、测试人员或文档编写人员等，提出适合各类用户的阅读建议。1.3 缩写术语提供正确理解该文档所包含的全部术语的定义、首字母缩写词和缩略语。第 117 页 共 118 页2 上行导频设计2.1 上行帧结构设计概要尽管上行这结构的设计并不是我们这里所关心重点，但是与下行导频设计一样，这结构的设计将直接影响着上行导频的设计，所在这里我们也需要简单介绍一下上行帧结构。在公司内部文档相关参考文献1中有详细介绍，我们这部分内容将从中取出分析。2.1.1 早期的LTE上行帧结构从上、下行链路的对称性考虑，EUTRA上行帧结构必须与下行相一致。因此早期的上行帧结构在设计上与早期的下行帧结构是基本相同的，无线帧长也为10ms，一个无线帧等分为20个0.5ms的子帧。唯一的不同之处就在于子帧结构设计，下行链路子帧结构的设计非常简单，即根据CP模式（常规CP/扩展CP）的不同，一个子帧可包含7/6个OFDM符号；而上行子帧则进行了独特的长块、短块结构设计，如图表 21。图表 21 包含2、3个短块子帧结构版本早期的LTE上行之所以考虑这样的子帧结构，主要是出于放置导频的需要。与下行链路不同，上行链路最终采用的是基于单载波-频分复用（SC-FDMA）的多址方式。由于各用户数据之间是频分复用的，因此希望每个用户的导频信号与用户数据能够占用相同的带宽，即希望导频与数据之间采用TDM的复用方式。因此需要在子帧中预留出一定的时间段用来专门发送导频，我们称之为导频块。任意一个参数的设置都不可能是任意的，都需要权衡所有的制约因素，选择一个最优的方案，对于导频块的设计当然也不例外。与导频块设计相关的参数有2个，即导频块的时间间隔和导频块的数量。对这两个参数进行设置需要考虑的因素主要有以下3个：子帧结构的复杂度从这个角度考虑，一方面希望导频块的数量不要太多，另一方面希望导频块所占的时间间隔与数据块所占的时间间隔最好满足一定的倍数关系，同时希望导频块的位置是固定的。导频开销从这个角度考虑，希望导频块尽量的短，并且导频块的数量尽量的少。信道估计质量从这个角度考虑，希望一个子帧内导频块的数量能够多于一个，因为在高速情况下，至少需要2个导频块才能获得足够的信道估计性能。同时导频块之间需要保持一定的时间间隔，但该间隔也不能过大，这样有利于联合一个子帧内的各导频块进行子帧内插值，并且，在Localized映射的情况下，还能够联合相邻子帧的导频块进行子帧间插值，进一步提高信道估计的质量。综合以上3个方面的因素考虑，在导频块的时间间隔的设置上，各公司几乎没有分歧，都认为令导频块的时间间隔为数据块的一半是比较合适的，这也就是我们所说的短块，与之相对，通常将数据块称为长块。值得注意的是长块只能用来承载用户数据（这里的用户数据既包括基于调度的数据传输，也包括基于竞争的数据传输），短块既能承载导频信号，又能承载用户数据。这主要是基于在保证一定的信道估计质量的前提下，尽量降低导频开销的考虑，使得能够根据实际的应用场景，对导频块进行灵活的配置。根据参考文献2的仿真结果：在低速环境中，只需要一个导频块就能够满足要求，同时又可使吞吐量达到最大；在中速环境中，使用两个导频块可获得令人满意的性能；在高速环境中，尤其在低SNR以及高多普勒情况下，综合考虑信道估计质量和导频开销，认为配置三个导频块能够达到最好的性能。关于一个子帧中短块的数量，当时虽未达成一致，但主要的观点都集中在2个或3个，因为一时难以抉择，所以25.814一开始给出了子帧结构的两个版本3，即为上文图表 21，分别对应2个和3个短块情况。关于短块具体位置也有很多提案，从信道估计质量方面考虑，并经过大量仿真，认为对于2个和3个短块的情况，如图表 21所示的方案是最优的。上行传输的最小TTI长度与上行子帧间隔相等，也为0.5ms，同时与下行类似，由多个子帧组成的长TTIs的情况也会被考虑。对应于图表 21的其它参数的设置分别表格 21和表格 22所示。对于上行链路来说，在进行参数设置的时候需要全面考虑带宽利用率和PAPR两方面的因素。我们知道，在SC-FDMA信号产生的过程中，频域成形滤波器的滚降系数越大，PAPR越低，带宽利用率也越低；反之，滚降系数越小，PAPR越高，带宽利用率也越高，因此需要在两者之间做一个合理的折中。而这个主题已经不再是我们这里讨论的主要范畴了，有兴趣的读者可以查阅参考文献1，其中有较为详细的分析和介绍。表格 21 上行传输参数（带宽利用率为81.9%）3“Transmission bandwidth”(MHz)Sub-frame duration(ms)Long block size(ms/symbols)Short block size(ms/symbols)CP duration(ms/symbols)200.562.50/102431.25/512(3.91/64) ´ 1*,(3.42/56) ´ 8150.562.50/76831.25/384(3.91/48) ´ 1*,(3.42/42) ´ 8100.562.50/51231.25/256(3.91/32) ´ 1*,(3.42/28) ´ 850.562.50/25631.25/128(3.91/16) ´ 1*,(3.42/14) ´ 82.50.562.50/12831.25/64(3.91/8) ´ 1*,(3.42/7) ´ 81.250.562.50/6431.25/32(7.81/8) ´ 1*,(2.93/3) ´ 8*: (x1/y1) ´ n1, (x2/y2) ´ n2 means (x1/y1) for n1 pilot or data blocks and (x2/y2) for n2 pilot or data blocks表格 22 上行传输参数（带宽利用率约为90%）3“Transmission bandwidth”(MHz)Sub-frame duration(ms)Long block size(ms/samples)Short block size(ms/samples)CP duration(ms/samples)200.566.67/204833.33/1024(4.13/127) ´ 7,(4.39/135) ´ 1*150.566.67/153633.33/768(4.12/95) ´ 7,(4.47/103) ´ 1*100.566.67/102433.33/512(4.1/63) ´ 7,(4.62/71) ´ 1*50.566.67/51233.33/256(4.04/31) ´ 7,(5.08/39) ´ 1*2.50.566.67/25633.33/128(3.91/15) ´ 7,(5.99/23) ´ 1*1.250.566.67/12833.33/64(3.65/7) ´ 7,(7.81/15) ´ 1*: (x1/y1) ´ n1, (x2/y2) ´ n2 means (x1/y1) for n1 pilot or data blocks and (x2/y2) for n2 pilot or data blocks2.1.2 LTE上行帧结构的演进及最终方案同下行相一致，上行帧结构也引入了时隙和子帧的概念，它们的长度分别为0.5ms和1ms。如图表 21所示子帧结构被修正为时隙结构，两个连续的时隙构成一个子帧。随着对上行参考信号研究的深入，以及TTI长度由0.5ms修改为1ms，一些公司建议没有必要再保留上行时隙结构中的短块。他们认为：当时之所以决定在上行的子帧（时隙）结构中包含短块，是为了让其承载上行参考信号，这样做最主要的优点是既可以让两个在时间上分离的参考信号在一个TTI（0.5ms）内进行插值，而又依然能够将参考信号的开销保持在14%左右。但是，当前的TTI长度已经被修改为1ms，即使没有短块，也能使一个TTI中包含两个参考信号，即可以用两个长块来承载参考信号，以用于信道估计4。图表 22 去掉短块后上行子帧结构实例4给出了仅用长块来承载参考信号时的子帧结构的一个实例。值得注意的是，如果长块能够被用于承载参考信号，将会带来极大的灵活性，例如，一个时隙中的所有长块都可以用来承载参考信号，那么参考信号的位置就可以随意选择4。图表 22 去掉短块后上行子帧结构实例4用长块来承载参考信号进行信道估计可以带来以下好处4：- 使上行的时域结构更加简单，并且能够和下行（帧结构、时隙结构）保持一致；- 不论是参考信号的位置还是数量都可以进行更灵活的配置，从而能够更好的适应不同的传输场景（high/low Doppler, data rate, etc.）；- 由于Zadoff-Chu序列的长度可增加一倍，因而使得每个Zadoff-Chu序列所能提供的正交参考信号的数量大大增加。如图表 22所示的子帧结构的缺点是：由于每个TTI中仅有两个参考信号，那么在高多普勒环境中，其性能必然要降低。但是，在LTE的要求中明确的规定：在速度为15km/h以下的范围内，LTE的性能必须达到最优4。所以该缺点并不能够成为反对去掉短块的理由。关于究竟用长块还是短块来承载上行的参考信号传输在各公司之间引起了激烈的讨论，一些公司给出了两种时隙结构下的BLER性能的仿真结果，作为取舍的参考。在这些讨论和仿真结果的基础上，以下两个方面已经被认同作为主要的权衡因素5：（1）对于只分配了一个资源块给用户进行数据传输的情况，作为解调参考信号的ZC序列的数量将受到限制。此时，如果用长块来承载参考信号，可提供10-12个ZC序列（具体取决于产生方法，假设是基于一个质数长度的ZC序列）；如果采用短块来承载参考信号，则只能提供4-6个ZC序列。（2）在速度小于120Kmph的情况下，用长块或短块来承载参考信号所提供的BLER性能是相同的。当UE速度超过120Kmph时，长块结构的性能将逐渐的低于短块。在2GHz载波频率及350Kmph速度条件下，两者在10% BLER性能方面将相差大约1dB。基于以上讨论，舍弃短块，仅保留长块的时隙结构在RAN1 47bis会议上获得了通过，并且其对应的参数与下行完全一致，不同的是上行每个时隙的第4个长块（即第4个SC-FDMA符号）被指定用来承载上行参考信号，如图表 23所示。图表 23 LTE上行导频参考信号设计最终方案5注：一个子帧包含2个时隙；每个时隙包含7个长块；一个时隙中间的长块用来承载参考信号对LTE上行的时隙结构进行修正后，上、下行的帧结构就实现了完全的一致。2.2 上行PUSCH DM参考信号设计2.2.1 多UE在SIMO模式下复用方式在下行链路中，对于每个用户而言同步是自己完成，因此通常认为不会存在由不同步而导致破坏了信号的正交性，但是在上行链路中却不然，对于NodeB而言由于各个UE信号发射时间的差异，可能会导致NodeB对于每个UE的同步并不准确而破坏了信号之间原有的正交性。在参考文献6中提出了对于上行SC-FDMA无线接入方式中，同一个NodeB中的导频信道之间应该保持严格正交性，并认为如下：1. 在同一个NodeB小区中，上行同步可以自适应控制和调整。2. 每个NodeB内部衡量来进行正交无线资源分配。3. NodeB内部各个UE之间导频信道要在时间、频率和码域上保持严格的正交。在协议讨论初期，25.814中定义了上行导频结构分为Localized 参考信号（占用连续频谱）、Distributed参考信号（占用类似梳状的频谱）。如图表 24图表 24 上行Distributed(左)与Localized(右)参考信号结构3上行信号的正交性可以通过以下方式获得1. 通过发送每一个上行参考信号在不同的子载波子集中（图表 25左图），这种方案会在频域上得到信号之间正交性，同时它可以同时应用在Distributed和Localized任何一种结构中。2. 通过发送参考信号在码域中，即在一个公共子载波集合中发送信号（图表 25右图）。每个参考信号可以通过一个CAZAC序列专门的循环时延加以区分。它实质上是一种CDM的方式。3. 在时间域上达到正交。4. 以上多种方法的一种结合。图表 25 上行参考信号FDM(左)与CDM(右)复用结构3对于上述各种方式可能的结合以及LTE上行帧结构设计的综合考虑，在25.814对其各种应用也有如下设计。当Localized数据传输模式，DM参考信号可以1. 对应不同UE占用不同数据频段，导频参考信号的复用可以使用FDM方式。2. Localized参考信号结构与传输数据有相同频谱位置，或者Distributed参考信号结构但是被限制放在与传输数据有相同频谱的位置，同时只占其中的一部分。当Distributed数据传输模式，DM参考信号可以1. 参考信号需要被distributed配置是传输数据可以进行信道估计，就是需要使用FDM方式。同时由于短块SB的使用，使离散的梳状参考信号带宽是传输数据的2倍，因此为了更好的信道频域采样精度，在频域上SB2相对于SB1需要有一个Staggering。图表 26 上行参考信号SB2相对与SB1的Staggering32. 参考信号占用一个子载波集合，该集合为传输数据块所对应频谱位置，各用户之间子载波则会在频谱上重叠。图表 27 上行参考信号重叠3经过各个公司讨论，对上面各种方案的总结（其中一些方案舍弃），得如下表格表格 23 上行参考信号复用方式表3PurposeOption 1Option 2Option 3Channel estimation for demodulation/detectionin case of localized uplink data transmissionLocalized FDMALocalized FDMALocalized FDMA for SB2CDMA for SB1in case of distributed uplink data transmissionDistributed FDMADistributed FDMA and/or CDMACDMAChannel sounding for uplink CQI estimationDistributed FDMADistributed FDMA and/or CDMACDMA for SB1从上面表格中我们可以看到主要为FDM和CDM两种，而FDM通常认为通过一个短Zadoff-Chu序列的重复等方式产生一个参考信号，并通过不同频率偏移产生相互正交的多个参考序列信号。由于FDM方式在频域上成梳状谱，每一个参考信号频点之间距离不能太大超过信道的相关带宽，因此正交序列的数量将完全依赖于信道频率选择属性，这将意味着在频率选择性更强场景中会导致更少的选择序列。对于CDM模式则认为通过一个Zadoff-Chu序列产生一个参考信号，然后经过使用不同的循环移位来生成多个相互正交的参考信号序列。为了能够保证在有时延扩展信道中的正交性，两个参考信号之间的相对偏移必须大于时延扩展的长度，因此这将在某种意义上限制正交序列的数量，同样在频率选择性大的场景中会造成更少的序列个数4。FDM方式的主要问题在参考信号是基于短Zadoff-Chu序列生成的，短的Zadoff-Chu序列将意味着更少可使用序列数量这将加大小区在参考信号分配规划时的复杂度。从上面所述，我们发现这一点对于小带宽参考信号将是十分苛刻的，因此我们认为在小带宽场景中，应该通过CDM方式产生正交参考信号4。在RAN1#44bis次会议中，各公司就CDM与FDM问题进行了相应的汇总，支持CDM方案的公司认为10：1. 正交导频信号的数量：CDM与FDM通过短块进行调制的话，应该是相等的。2. BLER性能：在绝大多数场景中，CDM与FDM应该是一致的。3. 受时间选择性衰落的影响：使用Staggered FDM模式的性能会有损失，这主要由于在每个块内对于每个子载波只有一个对应导频。4. 小区间干扰的影响：CDM将会显得更为健壮，并且FDM模式中切换可能不能被很好的支持。5. 小区间的干扰消除：只有CDM下可能使用干扰消除，而FDM下不能进行干扰消除。6. 远近效应：根据仿真结果，CDM中CAZAC序列复用能够很好克服远近问题。支持FDM方案的公司认为10：1. 正交导频信号的数量：CDM所给出的正交导频信道数量要比FDM少，因此可能需额外产生其它的正交序列。2. BLER性能：由于多径问题的存在以及非正交序列的问题，CDM的性能通常会比FDM性能差或者接近FDM的性能，不会比FDM的性能更好。3. 受时间选择性衰落的影响：在高速场景中，CDM模式会使UE之间的干扰增加，这主要是由于序列正交性遭到破坏。4. 小区间干扰的影响：当单一干扰存在的时候，CDM会更好，但是在仿真过程中发现对于多个UE的干扰时，CDM与FDM之间的差异便可忽略。5. 小区间的干扰消除：认为CDM与FDM是等同的，即使使用FDM方式，不同小区之间在时频域仍然可以使用CDM的方式6. 干扰规避：FDM导频非常适合这个技术。7. 远近效应：CDM结构，UE的发射功率谱之间的差异将直接导致远近问题加重，而FDM将不存在这个问题。就上面问题的争执，在RAN1#46次会议上，各个公司一致认为在上行链路中SISO或者SIMO模式中CDM与FDM之间的优势与劣势为1. 相比较Distributed FDM模式Distributed CDM可以提供更多的根索引序列，这将意味着参考信号在进行小区规划的时候会更容易一些。2. CDM由于可以平均化干扰的影响，因此在邻小区之间相比较FDM模式会有更好的关于参考信号的SINR，而在小区内部而言，FDM可以对参考信号给予更好的SINR的性能。3. 在信道时延扩展超出循环时延保护长度的时候，FDM方式通常比CDM会有更好的性能（TU信道中有0.45dB的增益）。以上的前两条差异主要来自于两种模式本质属性的不同，而第三个差异则是由于循环移位的选择，而通过增加CDM循环移位长度，可以使其避免这种性能的损失，因此我们可以认为在实际中CDM与FDM可以有相同性能。当然这个问题将会牺牲CAZAC序列的数量。在这次会议中有14个公司支持CDM方式，8个公司支持FDM方式。以上所有讨论都是基于业