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可以连续改变截止频率的电压控制通用滤波器电路的功能通用滤波器是以简化波滤器设计为目的，使基本电路集成化，把低通（LPF）、高频（HPF）、带通（BPF）、带阻滤波器连接起来，便宜可自由选择传输频率特性。截止频率FO的控制方式，对于市场上出售的产品，有电阻调谐数字设定以及从外部用模拟电压进行控制等。很容易制作高性能的滤波器。把多个基本单元连接起来，制成截止频率好的滤波器时，可把各个控制电压端子并联引出，用电阻规定各级相应的Q值。电路工作原理滤波器的基本电路块是OP放大器A14，它们都连成反相放大状态参变量滤波器，由反相加法电路和反相积分电路控制。关于截止频率FO的设定，以模拟乘法器为衰减器，控制积分输入电压。乘法特性为X.Y/10，X、Y输入端最大输入电压为10V。若从Y输入10MV10V的控制电压，本电路中可设定10HZ1KHZ的截止频率。输入微弱电压时，若不高速失调电压，稳定工作范围就会缩小。VO=10V时，为最高频率根据FC=1/2C1.RF，电容量取0.01UF，然后再确定RF的阻值。Q值由R3确定，如果已经决定了Q值，则可用R3=Q.R2求出R3，例如，把本电路进行两级级联，构成24DB/OCT巴特沃次滤波器，因为Q1=0.541，Q2=1.306，所以第一级R3的阻值为5.41K，第二级的R3为13.6K。元件的选择对于电压控制滤波器来说，可变电阻的特性最为重要在本电路中使用了模拟乘法器，所以失调电压及漂移直接影响低频率的稳定度。AD532是内部微调过的IC，省略了比例因子X.Y输入失调调节电路等，但输出端的调零电路必须有。实用的频率可变范围是100倍左右，如要达到1000倍，须增加Y输入平衡。状态变量电路各级的GB积如果不大于一般滤波电路，就很难进行高频工作，所以当变成数10KHZ以上的滤波器时，要把TL072改为宽带OP放大器，通常积分器会产生振荡，可用内部相位补偿元件或选择参数时，保证A=1不至发生振荡。电阻可采用金属膜电阻，电容器选用温度系数小，允许误差在±2±1%的产品，具体说可采用苯乙烯电容器。如选用0.01UF的电容，体积会加大。对于稳定度要求不高时，也可从普通聚酯薄膜电容中挑选。调整控制电压VC假定为10V，并把滤波器输入端接地，调整VR1和VR2，使各乘法器输出端的失调电压为零改变控制电压VO后若输出发生变化，乘法器的X.Y输入端就会失去平衡。截止频率的验证的很简单，可改变输入频率，然后读出BEF输出为零或最小时的频率数，便可进行检验。其他输入端截止频率的灵敏度因设定的Q值而异。本文地址：容易设定增益的多重反馈低通滤波器作者：佚名  来源：本站整理  发布时间：2010-5-14 11:14:09  收 藏 评 论容易设定增益的多重反馈低通滤波器电路的功能控制源式滤波器要选用大的通事增益，电路设计非学麻烦。若采用多重反馈式，只要在计算参数时考虑增益因素，则很容易构成AO=110的低通滤波器。电路工作原理反相OP放大器，通事的相位要倒相，决定电路增益AO和传输特性的Q值可随意设定。各项参数是计算顺序是，首先决定基准电容器的CO的容量，由于省去了输入缓冲放大器，所以应尽量选取小的容量。再根据选定的容量，应用RO=1/（2F.CO）公式计算基准电阻RO。下面是截止频率F=1KHZ、AO=10、Q=0.707时各元件参数的计算方法。高增益时，电阻或电容的误差会使电路特性发生变化，此外，OP放大器的开环特性受高频特性限制。容易设定增益的多重反馈高通滤波器通常滤波器通常不具有增益，当外围电路要求必须具有增益时，可以采用多重反反馈式滤波器，这种滤波器的增益通过改变电路参数可随意设定。电路工作原理OP放大器反相工作，所以输入、输出间相位要反相，各元件参数的计算从确定电容器容量开始。以上各项参数是F=1、A=10、Q=0.707时的参数。多重反馈式波滤器计算的电阻值大多没有与之对应的合适的电阻，可采用两个电阻串联的方式，使合成阻值接近计算的参数。高通滤波器当AO=1时，C1C3可取相同容量。由一个OP放大器构成的多重反馈式带通滤波器控制源式带通滤波器必须由两个放大器构成，并需要4个电阻和4个电容，而MFB式带通滤波器只需3个电阻、2个电容便可简单地构成调谐电路，因而是一种简便的有源滤波器，此外，它还可随意设定通带放大倍数。如果可变范围小，谐振频率FO、Q值的调整、通带增益AO分别取决了R2、R3、R10作为谐振电路应用时，为了调整频率偏差可把R1的一部分换成可变电阻。设C1=C2=C0，确定基准电阻RO=1/2FO.CO，Q等于中心频率FO除以带宽，即Q=FO/BW。当FO=1KHZ、Q=10、AO=1时，各电阻值分别为：为了清除由于电容器引起的误差，电阻R2的构成是在510欧固定电阻上串联500欧的可变电阻。A1时，须注意OP放大器的开环特性。设计简便的高频用定K型LC低通滤波器由于受放大器频率特性和寄生电容的影响，要制作数面千赫兹以上的有源滤波器非常困难。另一方面既然用LC电路构成的低通滤波器，线圈L的电感量和电路的体积都比较大，但频率在兆赫以上时可以做到小型化，有实用价值。LC滤波器最基本的形式称作定K型滤波器，从直觉上看，电路设计与RC滤波器相同。一般情况下，各项参数因信号源和负载阻抗而异，这里取相等值。设计要点如果先确定了特性阻抗Z，那末可分别应用L=Z/（2fo.z）公式计算出电感和电容量。普通滤波器的-3DB截止频率FO在这里为FO1.5FO。如果FC=1.5MHZ，因为FO=FO/1.5=800KHZ，所以L=119UH，C=331PF。本电路采用了市场采用了市场上出售的固定电感器，所以L、C分别为100UH、330PF时对特性阻抗600欧不会有太大影响。有源滤波器的特点有源滤波器的频率范围是由直流到500KHZ，在低频范围内已取代了传统的LC滤波器。特别是在很低频率下不可能实现LC滤波器，但有源滤波器却能给出满意的结果。1、有源滤波器它的输入阻抗高，输出阻抗极低，因而具有良好的隔离性能，所以各级之间均无阻抗匹配的要求。2、易于制作截止频率或中心频率连续可调的滤波器且调整容易。3、如果使用电位器、可变电容器，有源滤波器的频率精度易于达到0.5%。4、不用电感器，体积小、重量轻，在低频情况下，这种优点就更极为突出。5、设计有源滤波器比设计LC滤波器具灵活性，也可得到电压增益。但是应当注意，有源滤波器以集成运放作有源元件，所以一定要电源，输入小信号时受运放带宽有限的限制，输入大信号时受运放压摆率的限制，这就决定了有源滤波器不适用于高频范围。目前实用范围大致在100KHZ以内，另一方面，在频率高于100KHZ时，无源滤波器的性能却比有源滤波器的好，当频率高于10MHZ时，无源滤波器则更显得优越。有源滤波器按通带性能的分类四种类型，即低通滤波器（LPF）高通滤波器（HPF），带通滤波器（BPF），和带阻滤波器（BEF）。以上四种滤波器，又统称为选频滤波器。除了选频滤波器之外，还有以相位响应为主要特性的其他一些滤波器，如全通滤波器。它的输出幅度在全频城内是恒定不变的，但输出信号对输入信号的相移却是频率的函数。因此全通滤波器也称为相移滤波器。其幅频响应和相频响应如下图有源滤波器以传输特性分类最平通带“巴特沃斯”响应巴特沃斯滤波器的特点是在通带以内幅频曲线的幅度最平坦，由通带到阻带衰减陡度较缓，截止频率以后的衰减速率为6MDB/倍频程，相频特性是非线性的。对阶跃信号有过冲和振铃现象。巴特沃斯滤波器是一种通用型滤波器，又称为最平幅度滤波器，巴特沃斯低通滤波器特性如图5.4-42所示。通事等波纹“切比雪夫”响应切比雪夫滤波器的特点是在通带内，具有相等的波纹。截频衰减陡度比同阶数巴特沃斯特性更陡度比同阶数程时的衰减就超过6NDB。在阶数N一定时，波纹越大，截频衰减陡度越陡。相位响应也是非线性，但较之比巴特沃斯为差。切比雪夫低通滤波器特性如图5.4-43所示。延迟平坦“贝塞尔”响应贝塞尔滤波器的特点是延时特性最平坦，幅频特性最平坦区较小，从通带到阻带衰减缓慢。贝塞尔滤波器的幅频特性比巴特沃斯或切比雪夫滤波器差，但从图5.4-44看出，贝塞尔滤波器的相位特性要好得多。贝塞尔滤波器又称为线性相移或恒定延时滤波器。通阻带等波纹“椭圆函数”响应椭圆函数滤波器的特点是在通带和阻带内均出现相等的纹波。图5.4-45示出了椭圆函数低通滤波器响应的幅频特性曲线阻带纹波的出现使椭圆函数滤波器获得了从通事到阻带的最大的衰减速率。若给定滤波器的阶数N，椭圆函数滤波器较其他类型的滤波器具有最陡的截频衰减陡度。但它的延时特性不如前三种好。图5.4-46对上述四种低通滤波器的截频衰减陡度进行了比较。椭圆函数滤波器又称考尔滤波器。有源滤波器按传输函数的极、零点分类全极点型滤波器以上介绍的巴特沃斯、切比雪夫、贝塞尔等三种滤波器，它们的共同特点是传递函数的零点在无限频处。也就是说，这些滤波器只有在无限频处才能给出无穷大的衰减，称之为全极点滤波器。非全极点滤波器如椭圆函数滤波器和反切比雪夫滤波器的共同特点是传递函中既含零点也含极点、这样就能在限频处获得无穷大的衰减。以上两种滤波器均是非全极点滤波器。上述滤波器均是非全极点滤波器。上述滤波器，它们各有特点，在实际应用中，应该根据实际要求来选择滤波器的类型。如果要求通带响应平坦，对截频衰减陡度要求不太高，阶跃响应允许有过冲的话，则应采用巴特沃斯滤波器。若对幅度平坦性要求不严，而对截止频衰减陡度要求较高的情况，应采用切比雪夫滤波器。而对那此在不失真地再现信号这一要求比衰减特性更重要的场合下，则应采用贝塞尔滤波器。由于椭圆滤波器比其他类型滤波器，才使用椭圆滤波器。对于中等程度要求的滤波器来说，全极点滤波器是完全能满足要求的。有源滤波器的特点及分类作者：佚名  来源：本站整理  发布时间：2010-5-19 11:47:10  收 藏 评 论有源滤波器的特点及分类有源滤波器的特点有源滤波器的频率范围是由直流到500KHZ，在低频范围内已取代了传统的LC滤波器。特别是在很低频率下不可能实现LC滤波器，但有源滤波器却能给出满意的结果。1、有源滤波器它的输入阻抗高，输出阻抗极低，因而具有良好的隔离性能，所以各级之间均无阻抗匹配的要求。2、易于制作截止频率或中心频率连续可调的滤波器且调整容易。3、如果使用电位器、可变电容器，有源滤波器的频率精度易于达到0.5%。4、不用电感器，体积小、重量轻，在低频情况下，这种优点就更极为突出。5、设计有源滤波器比设计LC滤波器具灵活性，也可得到电压增益。但是应当注意，有源滤波器以集成运放作有源元件，所以一定要电源，输入小信号时受运放带宽有限的限制，输入大信号时受运放压摆率的限制，这就决定了有源滤波器不适用于高频范围。目前实用范围大致在100KHZ以内，另一方面，在频率高于100KHZ时，无源滤波器的性能却比有源滤波器的好，当频率高于10MHZ时，无源滤波器则更显得优越。有源滤波器按通带性能的分类像无源滤波器一样，按通带性能划分有图5.1-1所示的四种类型。即低通滤波器（LPF）高通滤波器（HPF），带通滤波器（BPF），和带阻滤波器（BEF）。以上四种滤波器，又统称为选频滤波器。除了选频滤波器之外，还有以相位响应为主要特性的其他一些滤波器，如全通滤波器。它的输出幅度在全频城内是恒定不变的，但输出信号对输入信号的相移却是频率的函数。因此全通滤波器也称为相移滤波器。其幅频响应和相频响应如图4.4-41所示。有源滤波器以传输特性分类最平通带“巴特沃斯”响应巴特沃斯滤波器的特点是在通带以内幅频曲线的幅度最平坦，由通带到阻带衰减陡度较缓，截止频率以后的衰减速率为6MDB/倍频程，相频特性是非线性的。对阶跃信号有过冲和振铃现象。巴特沃斯滤波器是一种通用型滤波器，又称为最平幅度滤波器，巴特沃斯低通滤波器特性如图5.4-42所示。通事等波纹“切比雪夫”响应切比雪夫滤波器的特点是在通带内，具有相等的波纹。截频衰减陡度比同阶数巴特沃斯特性更陡度比同阶数程时的衰减就超过6NDB。在阶数N一定时，波纹越大，截频衰减陡度越陡。相位响应也是非线性，但较之比巴特沃斯为差。切比雪夫低通滤波器特性如图5.4-43所示。延迟平坦“贝塞尔”响应贝塞尔滤波器的特点是延时特性最平坦，幅频特性最平坦区较小，从通带到阻带衰减缓慢。贝塞尔滤波器的幅频特性比巴特沃斯或切比雪夫滤波器差，但从图5.4-44看出，贝塞尔滤波器的相位特性要好得多。贝塞尔滤波器又称为线性相移或恒定延时滤波器。通阻带等波纹“椭圆函数”响应椭圆函数滤波器的特点是在通带和阻带内均出现相等的纹波。图5.4-45示出了椭圆函数低通滤波器响应的幅频特性曲线阻带纹波的出现使椭圆函数滤波器获得了从通事到阻带的最大的衰减速率。若给定滤波器的阶数N，椭圆函数滤波器较其他类型的滤波器具有最陡的截频衰减陡度。但它的延时特性不如前三种好。图5.4-46对上述四种低通滤波器的截频衰减陡度进行了比较。椭圆函数滤波器又称考尔滤波器。有源滤波器按传输函数的极、零点分类全极点型滤波器以上介绍的巴特沃斯、切比雪夫、贝塞尔等三种滤波器，它们的共同特点是传递函数的零点在无限频处。也就是说，这些滤波器只有在无限频处才能给出无穷大的衰减，称之为全极点滤波器。非全极点滤波器如椭圆函数滤波器和反切比雪夫滤波器的共同特点是传递函中既含零点也含极点、这样就能在限频处获得无穷大的衰减。以上两种滤波器均是非全极点滤波器。上述滤波器均是非全极点滤波器。上述滤波器，它们各有特点，在实际应用中，应该根据实际要求来选择滤波器的类型。如果要求通带响应平坦，对截频衰减陡度要求不太高，阶跃响应允许有过冲的话，则应采用巴特沃斯滤波器。若对幅度平坦性要求不严，而对截止频衰减陡度要求较高的情况，应采用切比雪夫滤波器。而对那此在不失真地再现信号这一要求比衰减特性更重要的场合下，则应采用贝塞尔滤波器。由于椭圆滤波器比其他类型滤波器，才使用椭圆滤波器。对于中等程度要求的滤波器来说，全极点滤波器是完全能满足要求的。无限增益多端反馈型滤波器MFB型滤波器的基本电路如下图。该电路有两条负反馈支路，并且运算放大器是作为一个无限增益器件来反馈支路，所以称为无限增益多端反馈电路。如果适当选择诸Y（导纳）元件，则可组成各种滤波器。MFB低通滤波器电路参数与设计步骤分析图5.4-50的电路，可得出其传输函数为H（S）=将上式与式“低通滤波器”公式相比较，可求得：滤波器参数对各无源元件变化的灵敏度为：灵敏度标志着滤波器某个特性的稳定程度，是滤波器的重要参数。设计步骤如下：1、已知条件HO、A、WC对于巴特沃斯型滤波器，A=2。WC=WO，截止频率WC的定义为H（W）下降到HO/2所对应的频率。对于切比雪夫型波波器（A2），WO=WC/2-A2，截止频率WC的定义是增益幅值从峰值回到起始值时的频率。HO通常在110范围内选取。本节所介绍的电路只适用于A1/10（即Q10）HOQ100。2、选择参数 任意选定C2和比例常数K的值，则有C2=C，C5=KC2=KCC值可接经验公式C=10/FC（UF）的标准值选定，也可根据截止频率FC按表5.4-4选取。3、设计计算由下式可得：MFB高通滤波器电路参数与设计该电路如图5.4-51所示。它的传输函数为：由上式与“高通滤波器”式比较，可求出滤波器特性参数为：设计步骤和电容C值的选取同低通滤波器。当取C1=C2=C时，由上式求出：MFB带阻滤波器电路参数与设计步骤由A2组成相加法器，实现了由输入信号U1和经由A1组成的带通滤波器处理过的带通信号UO1进行相减运算，则A2的输出端上得到了带阻信号。上图所示即为带阻滤波器。采用这种结构的带阻滤波器，它的带宽BW，中心角频率WO和品质因数Q分别等于带通滤波器的BW、WO和Q。当电阻值选取满足2R1R7=R5R4时，可推导出上图所示的带阻滤波器传输函数如下将上式与式“带阻滤波器”相比较，可得如下：设计步骤和C值的选取同带通滤波器，由上式可求出MFB滤波器所用的元件少，其Q值对元件变化灵敏度较低，因此稳定较好。由于负反馈使其输出阻抗低，便于级联构成高阶滤波器。若想使MFB滤波器有较高Q值的特性，这时组成这种电路结构的各元件之间的数值差别范围很大，使电路特性对元件值变化十分敏感，也就是电路稳定性差。所以这种电路只宜用于增益HO和品质因数Q两者都不大于10的情况。如果Q更低一些，HO可以相应提高。即同时限于Q10和HOQ100两个条件。压控电压源型滤波器原理下图是一种同相输入，产生正向增益的常用的地阶滤波器电路。图中负反馈网络系统为R4和RB，形成一个增益可控的电压控的电压控制电压源，所以这个电路为压控电压源滤波器，简称VCVS滤波器。VCVS低通滤波器电路原理与函数计算电路如上图。通过节点方程，可求出该电路的传输函数为H（S）=上式和式“低通滤波器”比较可得电容C值的选取C2=C和C5=KC由上式得式中K值必须满足式：KHO-1+A2/4根据运放两输入端直流电阻平衡的条件，则有由以上二式求出从前些公式可以看出，按比例改变R1和R2可改变WO而不影响A的值。但要注意，调节RA和RB极易调节HO的值。但HO的变化将使A发生变化。必要时，需反复调整才能满足要求VCVS高通滤波器电路原理及函数将低通滤波器的低通网络中电阻和电容互换，即得高通滤波器，如上图所示。用前述的方法，可写出其传输函数为上式和式“高通滤波器”比较，可得C的取值原则同前，取C1=C2=C。由上式求出根据运放输入端平衡条件，下式成立：R4=RA/RBA1=1+RA/RBR0=A1R4RB=RA/AF-1=RA/HO-1电路调整分析方法同低通滤波器。VCVS带通滤波器电路原理及函数其电路如图5.4-57所示。它的传输函数H（S）及特性参数HO、WD、A为：整理上三式可得元件计算公式，但计算比较麻烦。因此，在设计各无源元件时，可取C2=C4=CR1=R3=R4=R将以上两式代入前三式的第2、3式可得将式（5.4-14）与式“带阻滤波器”比较系数，可得由以下二式可求出RA的RB的值为这种电路的优点是可改变RA/RB的比值来调整带宽而不影响中心频率。其缺点是Q值易受元件性能变化影响，所以它仅适宜于Q值较低的情况。VCVS型滤波器所用元件少，对运放要求不高，输出阻抗低，特性容易调整，元件分布范围小，缺点是Q值对元件值变化灵敏度较高，因而Q值不能取大，一般取Q10。另外，Q值还与AF有关，为了使电路能稳定工作，AF值亦不能取大。前面所述的设计计算方法尽管进行了简化，但仍比较麻烦，在工程上多采用查表设计方法。这种方法简单，并且具有一定的精度，能满足工程上的需要二阶全通滤波器电路函数与原理二阶全通滤波器的传输函数通式为式中 HO为滤波器的传输增益。实现上式二阶全通函数电路如下图所示。它的幅频特性和相频特性为由下图相频特性图中可见，在W=WO附近，Q=1E有中等灵敏度，线性也较好，所以这个电路常在Q=1附近工作。由上二式可知，改变电容C或按同时增大减小R1和R2，可调W0；按比例反方向同时改变R1和R2，可调节Q，这样WO和Q可以实现相互独立的调节。因而调整方便。由上二式可求出式中C1=C2=C。C的取值方法同前，由以下二式则可以求出R4=4R1+R2高阶滤波器的设计实现高阶滤波器的方法是把其高阶函数分解成多个二阶因式之积，每个二阶因式用对应的二阶滤波器来实现，将这些二阶滤波器串接起来即为所需高阶滤波器。这样，就把设计复杂的高阶滤波器的问题简化为二阶节基本单元设计。设计举例：例如，设计截止频率为1000HZ的低通滤波器，要求通带幅频响应平坦。截止频率以外的下降率为100DB/10倍频。显然，选择五阶巴特沃斯LPF，其框图如下图所示。由一级和两级二阶电路组成。巴特沃斯型网络参数见表5.4-5。1）已知条件WO、A和HO的确定，由表5.4-5查得N=5时有WO=WO1=WO2=WO3=1.000000。A2=1.618034，A3=0.618034。选择HO=1这里，频率归一化。由此可求得各级实际截止频率为WC=WO=WO1=WO2=WO3=2FC=6280/S对巴特沃斯LPF有WC与WO相等2）确定电路形式及计算各级R和C的数值既可选择VCVS型LPF，也可选择MFB型的LPF的具体电路来实现设计的要求。本例选择VCVS型的LPF。在计算R和C的数值时，既可先任选定C，也可先任选定R。本例选定各级RC网络中的R均等于10K。第一级的已知条件是WO=6.28/NS，R=10K，HO=1。即可求出此级C=0.0159UF。第二级的已知条件是WO=6.28/NS，A2=1.618034，HO=1，R=10K。代入式（见下式），即可求出此级的C3=0.01967UF，C4=0.01288UF。第三级的已知条件是WO=6.28/，A8=0.618034，HO=1，R=10K。代入式：即可求出第三级的C2=0.05150UF，C4=0.004918UF。由此则设计出如图5.4-59B所示的VCVS型五阶LPF。表5.4-6表5.4-10示出了切比雪夫和贝塞尔网络参数。在实际应用中，要求能快速、简便的设计或选用具有一定精度，能满足工程上要求的滤波器。因而在工程上，都采用直接查表法设计所需的滤波器。制作有源滤波器时，设计者要选用在GB积和SR均能满足要求的运算放大器。一般要求FCGB/50，对截止频率和中心频率高的滤波器应选用SR大的集成运放。特别是在高通滤波器中，往往由于SR不够高，会产生严重波形失真，或者Q值下降。再者，电路中的无源元件的变化对电路的灵敏度有很大影响，因此对低阶滤波器，要求电阻容差为5%，对五阶和六阶要求电阻容差为2%，对七阶和八阶要求电阻容差为1%。对电容，因价格的问题，在低阶情况下，要求其容差为10%即可，对更高阶次，当然选用和电阻相当容差是令人满意的。但是要求应适当放宽。另外，还对运放噪声等指标，有一定的要求。在设计出一个有源滤波器的实际电路以后，还需进行最后的调整。即调整元件的数值和增益，以补偿元件的公差和寄生效应。密Q值滤波器前面所求的滤波器都不适合于实现高Q值网络函数。实现高Q值的电路，在电路结构上的复杂性大大地增加了。如图5.4-60所示的是一双二次型二阶低通滤波器，其Q值可高达100。至于其他高Q值电路。  二阶双二次型带通滤波电路该带通滤波器采用2节双二次型带通滤波电路，如上图所示(图中只画出其中的1节)，双二次型电路虽然需较多元件，但其稳定性高，且调整方便.对于50H z中心频率，选取C1=0.2pF.第1个二阶带通滤波节参数:代人 前 面 计算结果，计算出2个二阶带通滤波节电路参数:第1节为R1 =8 2k O,R2 =105k O,R 3=R4=15k O;第2节为R1=82kO,R 2=120k O,R 3=R4=17k O.通用有源滤波器电路如下图所示：其中心频率为f0=3.4KHZ,陷波频率fc=9.5KHZ，品质因素Q=3.4，对于高频滤波器，传递系数为0.1,对于带通滤波器为1,对于低频滤波器为1，对于陷波滤波器为10。比较式峰值检测原理图峰值采样电路通常由采样保持器和比较器组成。如下图所示。LF398是采样保持器，CMP是比较器，CAP是保持电容。当Vi>Vo时，V1为高电平，并控制LF398采样；当经过峰值后，Vi<Vo，此时V1为低电平，使LF398处于保持状态，此时VO不变，即峰值被保持。 有源电力滤波器工作示意图双T陷波滤波器拓扑结构图下图中的双 T 拓扑结构，因为可以利用一个运算放大器来实施一个陷波滤波器。由于中心频率难以调整，所以该滤波器并不像想象中的那样灵活。调谐中心频率包括了对 3 个 R0 电阻器的同时调整。由于三相电位计体积大、价格昂贵且难跟踪，因此这种调谐工作难以实现，特别是当其中的一个阻值是另外两个阻值的 1.5 倍时。R0 电阻器的不匹配会使陷波深度快速降至 10dB 以下。 Fliege陷波滤波器的拓扑结构该滤波电路与双 T 结构相比具有以下优势：仅用四个高精度组件(两个 RS 和两个 CS)就可实现中心频率的调谐。该电路的一个重要特点是允许组件的轻度不匹配，其仅会影响中心频率，而不会影响陷波深度。 使用两个相同阻值的非关键电阻器就可实现滤波器 Q 值的独立调谐，且不会影响中心频率。滤波器的中心频率在小范围内的调整对陷波深度的影响不大。 半波整流电压电路 (a)负半周 (b)正半周(1)负半周时，即A为负、B为正时，D1导通、D2截止，电源经D1向电容器C1充电，在理想情况下，此半周内，D1可看成短路，同时电容器C1充电到Vm，其电流路径及电容器C1的极性如上图(a)所示。(2)正半周时，即A为正、B为负时，D1截止、D2导通，电源经C1、D1向C2充电，由于C1的Vm再加上双压器二次侧的Vm使c2充电至最高值2Vm，其电流路径及电容器C2的极性如上图(b)所示.全波倍压电路原理图基于DGS结构的超宽带高通滤波器设计对于微波集成电路来说，微波高通滤波器一般有两大类设计方法，第一类是用集中或半集中的元件实现，高通滤波器的衰减特性由相应的低通原型的衰减特性经过适当的变换得出。经过变换之后，低通原型电路就成为由串联电容和并联电感构成的集中元件高通滤波器。在微波集成电路中，可以用交指电容器或薄膜电容器去实现集中串联的电容，用并联的短路短截线或平面螺旋电感去实现集中的并联电感，它的优点是结构简单，尺寸较小。但是，在集中参数电路中，这些电感必须靠得很近，这就不可避免地要产生杂散耦合，因此集中元件的高通滤波器很难在微波集成电路中实现。构成高通滤波器的第二类方法是用分布参数来实现，由于传输线所固有的多重谐振特性，它必然存在寄生通频带，并只能构成带通特性。这种方法实质上是用宽带带通滤波器去充任高通滤波器，即赝高通滤波器。但是对于超宽带的高通滤波器，这种方法一般结构比较复杂，对工艺要求很高。本文主要针对第二类方法，利用DGS结构来设计结构简单，尺寸较小的超宽带微波高通滤波器。1 DGS结构简介1987年Yablonovitch E和John S提出周期光子带隙结构(即PBG)。它在接地板上腐蚀出由一定几何图形的单元组成的周期性阵列结构，用以改变衬底的有效介电常数分布，从而改变了传输线的分布参数模型，在一定频段内传播模式也随之改变，从而具有带隙特性。PBG开创了在介质板表面和接地板上同时兼顾的设计概念，合理地开发接地板，极大提高了设计灵活性。但是，由于PBG结构模型较复杂，参数也较繁杂，所以在实践应用上受到了一定限制。1999年，韩国学者Jong-Im Park，Chul-Soo Kim等人提出一种哑铃型缺陷地面结构(即DGS)，如图1所示，LC电路如图2所示。 它主要也是在微带，共面波导等传输线的接地板上腐蚀出具有一定几何图形的单元，但DGS可以是周期或非周期的，即一个DGS单元就可以在某频点上谐振，具有较好的带隙特性，且等效电路提取也相对容易。正是由于DGS具有许多独特的性能，例如单极点低通特性，慢波效应，具有较高特征阻抗等，使得对DGS的研究成为微波电路设计中一个新的研究热点。近年来对DGS结构的研究层出不穷，在应用方面主要是设计简单小型化的滤波器，加入DGS改善器件的电器性能，提高天线性能，抑制谐波，减小电路尺寸等。2 DGS结构对耦合线的影响两根微带线相互隔开距离D，平行排列构成耦合微带双线。为简化问题，令两条微带线具有相同参量，具有相同的长度L，宽度W。如图3所示。 由于在1，4端口上的任意一对输入电压U1，U3总可以分解为偶对称激励和奇对称激励，使U1等于两分量之和，U3等于两分量之差。将耦合微带线分成奇模和偶模的工作状态后，再分别求得奇偶模参量及它们与耦合参量间的关系。从定向耦合器的角度来看，2端口为直通端口，3端口为耦合输出，4端口为隔离端口。 关于耦合线理论本文不再赘述，这里仅就耦合的方向性给出定性的解释，如图4所示。当导线1，2中有交变电流i1流过时，3，4线存在耦合过来的能量，此能量既通过电场(以耦合电容表示)又通过磁场(以耦合电感表示)耦合过来。通过Cm的耦合，在传输线3，4中引起的电流为ic3，及ic4同时由于i1的交变磁场的作用，在3，4上感应有电流iL。根据电磁感应定律，感应电流iL的方向与i1的方向相反。若能量由1端口输入，ic3与iL方向相同，所以3端口为耦合输出。在4端口因为电耦合电流iC4与磁耦合电流iL的作用相反而能量互相抵消，即4端口为隔离端口。对于均匀介质传输TEM波而言，奇模，偶模相速相等，而对于介质非均匀的实际微带线情况，由于介质基片对奇偶模的电场分布具有不同的影响，使奇偶模两种情况的有效介电常数或相速不等，严格地说，不能搬用由均匀介质情况推出的结论，但是在工程实际中，在有效介电常数取两者平均值后，仍可近似地采用均匀介质的有关结论。利用三维电磁仿真软件Ansoft HFSS建立耦合双线模型，如图5所示。其中，D=1 mm，W=1 mm，L=20 mm，基板h=0.254 mm，r=2.2。 其S参数仿真结果如图6所示。当间隔距离D=1mm时，3端口的耦合输出在DC15 GHz范围内不大于-20 dB。要增加两条微带线的耦合度，一般要求减小间隔距离D。但是要达到紧耦合，对加工工艺的要求将会非常高。在耦合微带线下方加载DGS结构，通过改变耦合微带线介质的有效介电常数的分布，从而在微带下方缺陷地面的“槽”将能量耦合过去。加DGS结构的耦合双线如图7所示，HFSS模型如图8所示。 其S13与S14参数仿真结果如图9，图10所示。由仿真结果可以看出，加载DGS结构后，3，4端口的输出在215 GHz范围内都大于-20 dB，在不改变间隔距离D的情况下，S13平均提高约20 dB。同时注意到S14与S13参数曲线在整个DC15 GHz频段内几乎一样，即由1，2端口间耦合过来的能量在3，4端口平均分配，即4端口不再是隔离端口，没有方向性了。此时，微带传播不是TEM波，在加载DGS结构处甚至不是准TEM波。按照左手理论，在DGS结构处的等效介电常数为负值。因此，由于加载DGS结构导致整个介质基板的有效介电常数的分布极不均匀，很难再套用由均匀介质情况推出的奇偶模分析法的结论和公式。可以近似地把DGS结构看作是在接地板上腐蚀出的“槽线”，“槽”与一条微带线正交耦合，能量通过“槽线”后再耦合到另一条微带线上，在耦合处向微带两侧平均传播能量，即此时还存在两条微带线间通过空间的电磁耦合，但是很微弱，“槽”耦合占主导地位。3 基于DGS的高通滤波器设计从微带线的不均匀性角度出发，两条耦合微带的1，3端口本身就具有高通特性，如图6所示的S13，但是由于耦合过于微弱，从而无法形成高通滤波器的通带。基于前面对于加载DGS结构对耦合线的影响，联想到可以通过加强两微带间的耦合从而使S13形成高通响应，如图11所示。 建立HFSS模型如图12所示。S21参数仿真结果如图13所示，其等效电路如图14所示。 由图13(a)可以看出长度L影响该高通结构的截止频率f0，L与f0成反比，L越长，f0越低，且L近似等于1/4截止波长。由图13(b)可以看出d主要影响高通结构的纹波和矩形系数。d越大，阻带响应越陡，通带内纹波越大。同时，对截止频率有微调作用，但影响不如对纹波和距形系数的影响显著。由图13(c)可以看出W0主要影响该高通结构的插入损耗，W0越大，即“槽”越宽，插入损耗越大。4 测量使用RT/duroid 5880(基底介电常数r=2.2，介质厚度h=O.508 mm，铜箔厚度T=O.018 mm)材料制作如图15所示，截止频率为7.5 GHz的O15 GHz超宽带高通滤波器，其中L=7.8 mm，2d=2 mm，W0=O.5 mm。使用Agilent N5244A矢量网络分析仪测量结果如图16所示。仿真结果与试验结果基本一致，验证了基于DGS结构的高通滤波器设计的可行性。 5 结语传统超宽带高通滤波器结构较为复杂，对工艺要求较高，且较难实现小型化，利用DGS结构对耦合微带线的影响，提出结构简单，易实现小型化的超宽带高通滤波器，测量结果表明，该结构在O15 GHz内具有较好的高通滤波特性，在微波混合集成电路，低温共烧陶瓷(LTCC)电路，多芯片组件(MCM)等领域具有广泛应用前景。音频滤波器ESD/EMI保护的实现作者：佚名  来源：本站整理  发布时间：2010-12-6 10:21:32  收 藏 评 论随着便携式和无线设备的日趋复杂化，此类设备越来越容易受到静电放电(ESD)和电磁干扰(EMI)的影响。尤其在立体声耳机、移动电话、便携式多媒体播放器、PDA或笔记本电脑等电子设备中，需要降低电磁干扰，以确保电子设备的高音频质量。电磁干扰(EMI)由无线射频产生，对音频线路造成影响。同时，音频输入和输出又会使射频线产生失真。爱普科斯研制出一款新型组合式双重ESD/EMI音频滤波器(CA04F2FT5AUD010G)，可有效降低寄生噪声，提高音频质量。该滤波器被置于0405双通道封装内，其特点是串联电阻低，并集EMI滤波和ESD保护于一体。 图1：音频应用保护。设计此款新型ESD/EMI音频滤波器需要将十个分立组件的功能集于同一块芯片上(图1)。由于此滤波器具有20MHz的截止频率和0.2的低串联电阻，它在要求低通带衰减的应用中提供了良好效果。对于所有四波段GSM频率制式(850/900/1800/1900MHz)、UMTS制式(2.1GHz)、GPRS/WLAN和蓝牙频率(2.4GHz)，当频率范围为200MHz至4GHz时，其衰减高于-20dB。在频率为900MHz时，它的衰减值非常高，超过-60dB(图2)。 图2：插入损耗。使用TVS和齐纳二极管的滤波器在音频信号路径上具有非常明显的非线性特征。因此，它们会大幅度增加总谐波失真度(THD)。相比较而言，爱普科斯生产的双重ESD/EMI音频滤波器具有低THD的特点，在1kHz时噪声值低于-100dB，因