谐振DCDC变换器的研究.doc

本科毕业设计（论文）（谐振DC/DC变换器的研究）*燕 山 大 学2012年 6月 摘 要一般说来直流变换器工作时采用PWM控制方式，此时开关管工作在硬开关状态下，会产生开关损耗，使变换器效率降低，软开关技术应运而生。谐振变换器就是直流开关电源中软开关技术的一类。谐振变换器的较成熟的研究成果包括串联谐振变换器和并联谐振变换器。串联谐振变换器由于电路结构简单，控制容易等优点，广泛应用于实际生产中。本次设计就是基于此优点的基础上设计的。本次设计中研究的主电路内容包括全桥逆变电路、LC串联谐振电路、变压器环节、桥式整流、滤波电路。控制电路选用移相控制。本文通过对串联谐振型全桥变换器的分析，详细介绍了串联谐振全桥变换器的工作原理，通过等效电路的建模方法，对串联谐振型高频变换器行了数学模型分析及闭环调节器参数的设计； 变换器在串联谐振槽能量瞬时值控制的方式下，所有的功率开关管均可以工作在零开关状态，且零开关的实现不受负载大小及特性的影响；同时串联谐振变换器具有理想电压源特性，输入输出侧能够实现电气隔离。 本文在完成以上工作的基础上，进行了PSIM仿真，给出了相关的实验结果，验证了电路工作原理分析的正确性。关键词：串联谐振；DC/DC；全桥逆变；桥式整流；移相控制AbstractGenerally speaking, dc converter uses PWM control mode at work, this time switch tube works in a hard switching condition, it will produce switching loss made converter works at low efficiency. Soft switching technology arises at the moment. Resonant converter is one kind of soft switch technology in dc switch power.The more mature research results in Resonant converters are Series resonant converters and Parallel resonant converters. Series resonant converters is widely applied in practical production because of the converter circuit structure is simple, easy control and so on. The design is based on this advantage of the Series resonant converters.In this paper the design of the main circuit include the whole bridge inverter circuits, LC series resonant circuit, transformer link, bridge rectifier and filter circuit. Control circuit choose phase shifting control. The mathematical model is built in the way on equivalent circuit, and the parameters design of the closed-loop is completed. In the stability research of the DC distributed system, the factors influencing the input impedance and the output impedance of the series resonant DC/DC bi-direction converter are analysed. The power flow direction is judged by the voltage difference among DC distributed buses.In this paper which based on the work is completed the above, the PSIM simulation and the related experimental results are given to verify the correctness of the circuit principle analysis.Keywords: Series resonant; dc/dc; Bridge inverter; Bridge rectifier; Phase shifting control目 录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 课题背景11.2 软开关技术21.2.1 软开关技术的提出21.2.2 软开关技术的实现策略31.2.3 谐振变换器的分类41.3 基本的串联谐振与并联谐振51.3.1 串联负载谐振51.3.2 并联负载谐振61.3.3 串联谐振变换器的等效电阻7本章小结8第2章 串联谐振DC/DC变换器102.1 串联谐振变换器的宏模型102.2 串联谐振变换器综述102.3 全桥逆变电路的开关模态分析112.4 串联谐振变换器的控制方法15本章小结19第3章 串联谐振变换器的稳态模型和数学分析203.1 串联谐振的稳态模型203.1.1 开关网络的稳态模型213.1.2 整流滤波网络的稳态模型223.1.3 串联谐振槽路的传递函数233.2 串联谐振的数学分析24本章小结29第4章 电路开环与闭环仿真304.1 电路开环仿真304.2 电路闭环仿真32本章小结34结论35参考文献36致谢38附录139附录243附录347附录453附录559第1章 绪论1.1 课题背景开关电源是在电子、通信、电气、能源、航空航天、军事以及家电等领域应用都非常广泛的电力电子装置。它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快速性好等优点，因此越来越受到各种电子设备的青睐。开关电源成为现代电子系统不可缺少的组成部分，其开关频率正不断提高，其技术性能直接影响到各种电子设备的使用和发展。开关电源的核心部分是功率变换器。目前，隔离型变换器的拓扑结构主要有正激式、反激式、推挽式和谐振式等。其中谐振式变换器具有效率高、输出纹波小、滤波简单、负载可调范围大等特点。谐振变换器是由开关管加上谐振LC电路构成的，它是流过开关管的电流变为正弦波而不是方波。然后设法使开关管在正弦电流过零处导通和关断，从而大大降低了开关损耗。同时，相对硬开关PWM变换器，具有开关频率高、关断损耗小、效率高、重量轻、体积小、开关应力小等优点。所以，研究谐振变换器对开关电源的发展有很大的意义。现代电力电子装置的发展趋势是小型化、轻量化，同时对装置的效率和电磁兼容性也提出了更高的要求1。通常，滤波电感、电容和变压器在装置的体积和重量中占很大比例。因此必须设法降低他们的体积和重量，才能达到装置的小型化、轻量化。从“电路” 的有关知识中可以知道，提高工作效率可以减小绕组匝数或者铁芯尺寸，从而使变压器小型化2。因此装置小型化、轻量化最直接的途径就是电路的高频化。但在提高开关频率的同时，开关损耗也会随之增加,电路效率严重下降，电磁干扰也增大了，所以简单的提高开关频率是不行的.针对这些问题出现了以谐振为主的辅助换流手段即软开关技术,解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大大幅提高.1.2 软开关技术1.2.1 软开关技术的提出在直流变换器工作中一般采用PWM控制方式，开关管工作在硬开关（Hard switching）状态。图1.1是开关管开关时的电压和电流波形。由于开关管不是理想元件，在开通时开关管的而典雅不是立即下降为零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间内，电压和电流会有一个交叠区，产生损耗，称其为开通损耗（Turn-on loss）。当开关管关断是，开关管的电压不是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是立即下降到零，也有一个下降时间。在这段时间中电压和电流又会产生一个交叠区，产生损耗称其为关断损耗（Turn-off loss）。我们将开通损耗和关断损耗共称为开关损耗（Switching loss）3。在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器的总开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了变换器开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。开关管工作在硬开关时还会产生高和，从而产生大的电磁干扰。图1.1 开关管开关时的电压电流波形1.2.2 软开关技术的实现策略为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化。要提高开关频率，同时提高变换器的变换效率，就必须减小开关损耗。减小开关损耗的途径就是实现开关管的软开关（Soft switching）,因此软开关技术应运而生。图1.2给出了开关管实现软开关的波形图。图1.2 开关管实现软开关的波形图从前面的分析可以知道，开关损耗包括开通损耗和关断损耗。减小开通损耗有以下方法：在开关管开通时，使其电流保持在零，或者限制电流的上升率，从而减小电压和电流的交叠区，即所谓的零电流开通。从图1.2（a)可以看出，开通损耗大大减小。在开关管开通前使其电压下降到零，即零电压开通。从图1.2（b）看出，开通损耗基本减小到零。同时做到和，在这种情况下，开通损耗为零。同理，减小关断损耗有以下几种方法：在开关管关断前使其电流下降到零，实现零电流关断。从图1.2（a）看出，关断损耗基本为零。在开关管关断时，使其电压保持在零，或者减小电压的上升率，以此来减小电压电流的交叠区，即为零电压关断。从图1.2（b）可看出，关断损耗大大减小。同时做到和，此情况下关断损耗为零。1.2.3 谐振变换器的分类变换器的软开关技术实际上是利用电感和电容的来对开关的开关轨迹来进行整形，最早的方法是利用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来说，它是将开关损耗转移到缓冲电路消耗掉，从而改善开关管的开关条件。这种方法没有使开关管的变换效率提高，甚至还有可能下降。目前研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，而是真正减小开关损耗，而不是损耗的转移。直流开关电源的软开关技术一般分为以下几类：全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器（Resonant converters）。该类变换器实际上是负载型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器(Series resonant converters,SRCs）和并联谐振变换器(Parallel resonant converters,PRCs）两类。按负载与谐振电路的连接方式，谐振变换器可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负载（或串联输出）谐振变换器（Series load resonant converters,SLRCs）；另一类是负载与谐振回路并联，称为并联负载（或并联输出）谐振变换器(Parallel load resonant converters,PLRCs）。在谐振变换器，谐振元件一直工作，参与能量变换的全过程。该变换器与负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制方法。准谐振变换器（Quasi-resonant converters,QRCs）和多谐振变换器(Multi-resonant converters,MRCs)这类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某个阶段而不是全程。零开关PWM变换器（Zero switching PWM converters）。该类变换器是在QRCs的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即PWM控制。与QRCs不同的是，谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/10到1/5。零转换PWM变换器（Zero transition converters）。这类变换器的特点是工作在PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关工作一段时间内，实现开关管的软开关，其他时间停止工作，这样辅助谐振电路的损耗很小。总之，在本次设计中，采用的是全谐振变换器中的串联负载谐振变换器。逆变器环节采用的是全桥逆变器，整个电路工作在恒定频率下。1.3 基本的串联谐振与并联谐振1.3.1 串联负载谐振在图1.3中，负载电阻串联在谐振回路中，输入电源为正弦交流电，那么谐振电感电流也为交流，其中为输入电源的角频率，为输入电源的频率。表示谐振角频率，谐振频率；是谐振电感和谐振电容的特征阻抗。图1.3从输入电压向右看去，谐振回路的阻抗为： （1.1）阻抗的模和相角 分别为： （1.2） （1.3） （1.4）图1.4给出了回路阻抗的模和相角与电源频率的关系曲线。从中可以看出，当电源频率等于谐振频率时，回路阻抗=，=0；当电源频率低于谐振频率，谐振回路呈容性，0，谐振电感电流超前于电源电压；当电源频率高于谐振频率时，谐振回路呈感性，>0,谐振电感电流滞后于电源电压3。品质因数是表示谐振回路特性的重要参数： （1.5）负载阻抗不变，特征阻抗越大，品质因数越好。电源频率少许偏离谐振频率，回路阻抗的模就会显著增大。1.3.2 并联负载谐振图1.5是具有负载电阻的并联谐振电路，输入电流源为正弦交流电，谐振电容电压也为交流电，其中为输入电源的角频率，为输入电源的频率。图1.5从输入电流向右看过去，谐振回路的阻抗为； （1.6）阻抗的模和相角分别为； （1.7） （1.8） （1.9）品质因数定义为： （1.10）图1.5给出了回路阻抗的模和相角与电源频率的关系曲线。从中可以看出，当电源频率等于谐振频率时，回路阻抗相当大，=0，电路呈阻性；当电源频率低于谐振频率时，减小，相角小于零，谐振电容电压超前于电流源，谐振回路呈感性；当电源频率高于谐振频率时，也减小，相角也小于零，谐振电容电压滞后于电流源，谐振回路呈容性。 1.3.3 串联谐振变换器的等效电阻谐振变换器是依靠改变开关网络的工作频率来改变输出量的，因此可以说谐振变换是一种变频控制的调节系统。而对于PWM来说，由于它属于一种非线性、离散的系统，很难较为精确地建立它的数学模型并得到其稳态解，经典的控制理论更是不适用。所以，在传输能量的计算方面PWM是靠平均值来给定，而谐振则是靠“基波”来传输的。串联谐振变换器使用容性滤波输出，因此用电流源驱动整流器来计算负载等效至逆变器电路中的电阻值。利用基波分析法让一个方波电压通过整流器，电路如下图：图1.6在图中利用基波分法可得： （1.11） （1.12） （1.13） （1.14） 综合以上关于串联负载谐振和并联负载谐振的比较介绍，在本次设计中选用串联负载谐振变换器。第一：由于串联谐振拓扑结构简单，参数设计方便，体积和成本较小等优点；第二：串联负载谐振变换器的控制理论较为成熟，且其工作范围频率宽、开关频率高的缺点也可以通过改变控制方式克服。第三：对谐振电路而言，品质因数是一个很重要的参数。品质因数越大，电路对非谐振频率电流的抑制能力越强，电路的选择性就越好。而且在负载阻抗不变的情况下，特征阻抗的值越大，品质因数越好。从图1.4中就可以看出串联负载谐振变换器符合这种情况。综上所述，本次设计主要介绍基于串联负载谐振变换器的有关知识。本章小结本章首先介绍了现代电力电子器件发展的总趋势是小型化，轻量化，一般的直流变换器采用属于硬开关的PWM控制，使开关管的开关损耗无法避免，进而使得变换器的开关频率受到限制且变换器的效率随之下降。其次，随着软开关技术的产生和发展，因其能有效减小开关损耗提高变换器的工作效率而受到广泛应用。其中谐振变换器更是其中应用更为广泛的一类软开关技术。再次，本章中通过比较谐振变换器中两类成熟的研究成果：串联负载谐振变换器和并联负载谐振变换器优缺点。最后确定本次毕业设计的主要研究对象时串联负载谐振变换器。第2章 串联谐振DC/DC变换器2.1 串联谐振变换器的宏模型 谐振变换器实际上就是指负载谐振变换器,负载谐振变换器出现在上个世纪70年代。此类变换器是通过在标准PWM变换器结构上简单的增加谐振网络的方法而得到的。负载谐振变换器通过在谐振网络的谐振，使流过开关元件的电流被整形为正弦波或准正弦波，开关元件在电流或电压的过零处开通或关断，以此实现开关管的软开关过程，负载通过谐振网络与变换器相连，谐振网络产生的谐振电压或电流通过整流滤波环节加在负载上，流向负载的功率大小由谐振槽阻抗来决定，此阻抗又由开关器件的工作频率和谐振频率之比决定。变换器中的LC谐振网络元件参与能量转换的全过程。下图为谐振电路宏模型:图2.12.2 串联谐振变换器综述 在DC/DC变换器中，谐振技术是实现软开关的重要方式，其利用电感和电容组成谐振网络，使开关器件在电压或电流过零点进行切换，从而实现开关管的软开关。而且功率谐振变换器的传输电流呈正弦波，这很有利于改善系统的电磁兼容性，人们已经对其进行了大量研究，提出了很多控制方法，控制理论相对成熟。谐振网络是谐振变换器的核心部分，通常由几个无缘电感和电容组成6。本次设计采用的是一个电感和一个电容串联的谐振形式。所谓串联谐振即变换器的负载与谐振回路相串联。本次设计采用全桥开关逆变器、串联谐振、变压器、桥式整流以及电容滤波电路组成。主电路图如下：图2.2在电路结构中，串联谐振变换器的谐振网络具有电流源的性质，其输出量为谐振电流，所以需要采用电压源型输出滤波器，即只需接一个电容C来进行滤波。和各种负载型DC/DC变换器一样，串联谐振DC/DC变换器也是由变换器的谐振网络从开关网络的输出交流能量中取出基波及有效成分，经过整流滤波后传递给负载。根据这一特性，可将串联谐振变换器结构分解为三大功能模块：输入逆变电路模块，串联谐振变换器核心谐振网络和输出整流滤波电路模块。一个有效合理的串联谐振变换器必须具备这三个部分的功能模块。才能正常发挥电路变换的作用。2.3 全桥逆变电路的开关模态分析在全桥电路中，斜对角的两只开关管VS1和VS4、VS2和VS3同时开通或者关断，VS1和VS4与VS2和VS3也为互补导通。当VS1和VS4同时导通，AB两点电压，当VS2和VS3同时导通时，因此说AB两点间电压为一个幅值为、宽的交流方波电压。即全桥电路的幅值和极性与开关管的开关情况有关。由于滤波电容比较大，所以输出电压是一个平滑的直流电压。当谐振电感电流为正时，整流电路中的二极管D1和D4导通，给负载供电，输入整流回路的电压，当为负时整流二极管D2和D3导通，给负载供电，。因此说输入整流回路的电压是一个幅值为、的交流方波电压。高频逆变桥采用移相控制，控制原理为：令两个桥臂的上下两个开关管按导通角交替工作，控制VS1和VS4之间的相位角即有效占空比改变，从而可控制加载谐振网络两端的输入电压的占空比，实现对输出电压的控制。本次设计中，开关频率恒定，因此移相控制又称为占空比控制，令逆变桥的高于谐振频率，谐振槽呈现感性，谐振电流滞后于，从而使开关管实现零电压开关，降低开关损耗。因此分析在一个开关周期中，全桥逆变器有6种开关模态：VS1VS4VD3VS4VD2VD3VS2VS3VD1VS2VD1VD4。VS1到VS4表示开关管的驱动信号，VAB为逆变桥输出电压iLr为谐振电感电流图2.3 移相控制串联谐振变换器的主要波形图（a）图（b）图（c）图（d）图（e）图（f）(1) 开关模态1t0-t1在t0时刻前，谐振电感电流初始值为零（在一个开关周期内）。t0时刻开通VS1和VS4，由于此时谐振电流为零，因此，VS1和VS4在零电流下开通。谐振电感和电容开始发生谐振，A.B两端电压即为输入电压（如a图所示）。(2) 开关模态2t1-t2在t1时刻将VS1关断，开关管的管压降忽略不计，即可实现零电压关断。又由于谐振电感中电流不能突变，故电路就会经由VS4VD3Lr.Cr续流（其中VS2承受反向压降故不能导通）。A、B两端电压为零,在t1时刻触发导通VS2。(见b图)（3） 开关模态3t2-t3在t2时刻VS4的驱动信号被撤除，VS4VD3无法续流，但是谐振电感仍存在能量，故电路经由VD2VinVD3反馈给电源能量，此时A、B两端的电压与输入电压大小相等方向相反。电感中的电流方向使VS2、VS3承受反压不能导通。（见c图）（4） 开关模态4t3-t4t1时刻时VS3已经被触发导通，且t2时刻时VS2被触发导通。在t1-t3时刻内由于电感中仍有电流续流分别使VS3、VS2受反向电压截止，但在t3时刻电感电流降低为零，同时VS2、VS3导通，故从电源出发电流的方向是的VinVS2LCVS3，A、B两端电压与电压大小相等方向相反。电感电流反向增大。（见d图）（5） 开关模态5t4-t5t4时刻导通VS1但其承受二极管反压故不导通，VS3关断此时电感中仍有电流存在会经由VS2LCVD1续流，A、B两端电压为零。电感电流反向减小。（见e图）（6） 开关模态6t5-t0在t5时刻导通VS4但此时谐振电感中仍有电流VS2已经关断所以电流经由VD1VinVD4减小反馈给电源，此时VS1、VS4受反向压降不能导通，到t0时刻电感电流减小为零，同时可VS1、VS4导通，电路进入下一个开关周期。（见f图）2.4 串联谐振变换器的控制方法串联谐振变换器之所以得到广泛的应用， 一方面是因为其具有拓扑结构简单，参数设计方便，具有短路自保护特性，体积和成本较小等优点，另一方面是由于其控制理论较为成熟，而串联谐振变换器在轻载或空载时，变换器工作频率范围宽、开关频率高的缺点也可以通过改进控制方式来克服的。当串联谐振变换器用于实现开关管的软开关时， 从前面对工作原理的分析可以看到，开关管的关断或开通时刻会或多或少地受到谐振模式的约束，因而只能控制对应的开通或关断时刻，这样一来，串联谐振变换器对开关管的开通或关断时刻的控制就比硬开关控制减少了一个自由度， 所以其控制较为复杂。目前，串联谐振变换器常用的控制方法有：变频控制，调幅控制，脉冲密度控制，移相控制等。针对传统控制方式的优缺点，人们还将两种控制方式组合后进行了研究，提出了一系列复合型的控制方法。而随着人们对串联谐振变换器工作特性的深入认识和控制理论的进一步发展， 近年来又出现了很多新的控制方法，如自持振荡控制和自持振荡移相控制等。下面将介绍几个典型的控制方式。变频控制(Variable Frequency，VF)是用于串联谐振变换器的一种较为常规的控制技术。 由于串联谐振回路阻抗随着逆变器的工作频率的变化而变化，此控制方法就是通过改变开关频率从而改变谐振回路阻抗，来达到调压的目的。变频控制原理简单，易于实现，其电磁干扰小，但是暂态响应很差，变换器的工作频率在调节过程中不断变化且变化范围较大， 因此不利于磁性元件的优化设计，同时不利于提高变换器的功率密度和效率，而且工作频率的变化导致集肤深度也随之而改变，在某些要求严格的应用场合中是不允许的。 调幅控制(Pulse Amplitude Modulation，PAM)通过调节直流电压源的输出电压，即开关网络的输入电压来实现调节输出电压的目的。在串联谐振变换器中，通过调节输入电压来调节逆变器的输出功率，同时通过功率因数校正技术实现电压和电流之间的相位控制，以保证变换器具有较大的功率因数。这种控制方法的优点是简单易行，但是电路结构复杂、体积较大，不利于提高系统功率密度。 调幅控制的应用方式较为灵活， 既可以在串联谐振变换器的整个负载范围内实现恒频控制， 在这种情况下只需要改变开关网络之前的可控整流滤波器的触发角就可以改变加在谐振变换器上的电压值， 达到稳定和调节输出电压的目的， 而且还可以使用慢启动电路使触发角从 0 开始逐渐上升以避免开机时的浪涌电流，又可以与其他控制方法结合形成混合控制方式，比如在轻载(或空载)时、或轻载(或空载)且要求输出电压为低端输出电压时，使用调幅控制方式，由于在这两种情况下均需要大幅度改变工作频率，而采用调幅控制可以达到等效改变变压器匝比的效果，所以可以以此来实现最小负载条件下的低压输出，在其他情况下使用变频控制方式，这样就可以使整个输出指标满足全输出电压范围2。脉冲密度调制(Pulse Density Modulation，PDM)可以充分利用由串联谐振槽产生的谐振电流过零点实现软开关，这种控制方式将驱动信号的上升沿和下降沿都固定于谐振电流过零点处，即只要出现高电平就保持半个谐振周期，而且高电平是连续工作的。脉冲密度调制的基本原理是：首先假设共有N个调节周期(谐振周期的N倍)，在这N个调节周期中只有M个周期逆变桥工作(M小于等于N)，向负载传输能量，其余的N-M个周期内逆变桥停止工作，负载能量将以自然振荡的形式逐渐衰减，输出的脉冲密度为M/N，M由输出电压或者输出功率的要求来决定，由此可得这种控制方法通过控制脉冲密度，即通过控制向负载传输能量的时间来控制输出。在脉冲密度调制模式下，电路的工作频率基本恒定，开关损耗相对较小，而且易于实现数字化控制，比较适合于开环工作场合使用。但是由于调节周期的存在，使控制的最小调节幅度仅为1/N，表现为有级调节方式，因此调节精度较差，调节特性不够理想。而且在功率闭环的场合中，其工作稳定性较差。 移相控制（Phase Shift Modulate，PSM）是仅适用于全桥变换器的一种成熟的控制方式。在本次毕业设计中采用了全桥逆变器因此控制方式采用移相。移相控制方法的基本原理是：每个桥臂的两个开关管以50%的占空比互补导通，两个桥臂开关管的导通之间相差一个相位，即所谓的移相角，使得逆变器输出的正负交替电压之间插入一个零电平，这样通过改变移相角的大小就可以改变输出电压的脉冲宽度,也就是输出电压的有效值。这样就能最终达到调节输出电压或者功率的目的。一般说来，移相控制的开关频率高于谐振频率，以此来实现开关管的零电压或者零电流开通。由于移相控制采用的是恒频率控制，因此这种控制方式有效地克服了变频控制模式下变换器的工作频率需要大范围变化的缺点，这就有利于磁性元件的优化设计，便于缩小体积和提高功率密度。但是由于两个桥臂的电流不平均，当输入电压变化范围较大或轻载时系统就会失去ZVS条件并且有较大的电磁干扰。图2.6为控制电路的电路图。图2.4 控制电路图在本次毕业设计中，移相控制的基本原理为：通过两个比较器和方波发生器来控制与门，进而控制RS触发器控制MOSFET开关管的开通与关断。移相角的大小主要是通过图中Vca、Vcb与锯齿波发生器的值进行比较得到的。PI调节器的主要作用即通过将实际输出电压与理论电压值进行比较来不断调节输出电压值使其趋于稳定。控制电路的主要波形图如下2.5所示。、图2.5本章小结本章首先简单叙述了本次设计的宏模型，它主要包括由全桥逆变器组成的开关环节、一个电感和一个电容组成的谐振环节、高频变压器、桥式整流环节以及电容组成的滤波环节。其次，介绍了在负载电阻等效至开关和谐振环节方向等效电阻的基础上，分析介绍了在开关频率略高于谐振频率的情况下，桥式逆变器的六个开关模态。最后，本章介绍了谐振变换器的几种主要的控制方法，它主要包括变频控制、调幅控制、脉冲密度控制、以及移相控制。由于在本次设计中采用的开关逆变器是全桥逆变器，它的控制电路选用的是发展较为成熟的移相控制。并在控制叙述的最后附加上了本次设计中需要的控制电路图。 第3章 串联谐振变换器的稳态模型和数学分析3.1 串联谐振的稳态模型 串联谐振变换器是依靠改变开关网络的工作频率实现对输出量的控制的，因此它是一种变频控制的开关调节系统。像PWM型开关调节系统一样，这种开关调节系统也是一种强非线性、离散的病态系统，要精确的建立起数学模型并从理论上得到系统的瞬态解和稳态解是比较难的，更不能用经典控制理论来设计控制器用以研究其稳定性。因此在传输能量方面，PWM是依靠平均值，而谐振变换器则是依靠基波来传输能量的。本次设计包括开关网络、谐振网络、整流滤波网络这三大部分组成。输入为直流电压，且提供输入功率。开关网络将直流能量变换为交流能量即输出电压是一个方波功率信号。这个输出电压中含有基波和高次谐波。开关网络的输出电压即为谐振网络的输入电压信号。谐振网络是具有带同性质的线性网络。其传输比定义为输出信号和输入信号之比。电压传输特性比描述了谐振网络的频率响应。如果谐振网络的品质因数较高且谐振频率比较接近开关频率，那么谐振网络的输出信号中只有其输入信号产生的基波，高次谐波可以忽略，故整流滤波网络输入信号是一个正弦量，经过整流和较大电容滤波后输出电压变为较为平滑的直流电压。下面介绍谐振变换器的调节原理，当开关频率等于谐振频率时，直流输出电压达到最大值；当开关频率偏离谐振频率时，直流输出量降低，开关频率偏离谐振频率越远，直流输出电压就越低。因此可以看出，谐振变换器是通过改变开关频率和谐振频率的程度来达到调节输出电压的目的的。图3.1为串联谐振变换器框图，分析串联谐振变换器的稳态模型前先做如下假设：（1） 理想元件。整个变换器中的所有开关元件均为无损耗的开关元件，所有无源元件均为线性元件。（2） 开关网络的输出电压是一个方波脉冲序列。（3） 串联谐振变换器的品质因数较大，同时开关频率略高于谐振频率。（4） 低通滤波器的转折频率远小于开关频率。图3.1 串联谐振变换器框图3.1.1 开关网络的稳态模型当开关1、4闭合，2、3打开时，；当开关2、3闭合，1、4打开时，。时域上是一个方波信号，频域上有奇次谐波。因为谐振槽路为保证输出电压失真小，往往设置的品质因数较大。除了基波外，其他高次谐波对谐振槽路的作用不大，所以往往将用基波代替， （3.1）是开关频率。谐振槽路的电流近似为一个正弦量，设 （3.2）（一般，开关频率略大于谐振频率，电路呈感性，电流滞后于电压，所以又相位差。）电压源的输出电流为。当开关1、4闭合，2、3打开时，；当开关2、3闭合，1、4打开时，。将傅里叶展开后频谱为偶次谐波，由于输入为直流电压，从有功功率的角度出发，对于而言，能产生有功功率的只有直流分量。所以可以用直流分量代替 (3.3)图3.2 开关网络的典型波形开关网络的典型波形如图3.2。3.1.2 整流滤波网络的稳态模型由于串联谐振电路中的存在，使得整流桥导通角近似为，滤波电路电容为，所以串联谐振电路是对电流进行滤波。谐振槽路输出电流为。由于低通滤波器的转折频率远远小于开关频率，所以 （3.4）当时，；当时，。将傅里叶展开后频谱为奇次谐波，由于，从有功功率的角度出发，对于而言能产生有功功率的只有基波分量，所以可以用其基波分量 （3.5）代替3。这样从整流滤波网络的左边往里等效为 （3.6）整流滤波网络的典型波形如图3.3所示。图3.33.1.3 串联谐振槽路的传递函数对谐振槽路而言，输入电压源为一个正弦量，整流网络对他的负载效应可以用一个线性电阻表示4。因此，谐振槽路为一个线性网络，可以用传递函数来描述。串联谐振槽路的传递函数为： （3.7）其中，。综上，可以得到串联谐振变换器的稳态模型如图3.4所示，直流增益为： （3.8） 图3.4 串联谐振变换器的稳态模型3.2 串联谐振的数学分析3.2.1 电压增益本次设计中在谐振槽路后加入了变压器环节如图3.5所示图3.5 变压器 （3.9）则电压增益有如下： （3.10）对移相控制而言，电压增益表示如下： （3.11）又，所以电压增益又可以表示如下： （3.12）如下图3.6给出了电压增益与、的关系，以及与移相角的关系。图3.6（a）图3.6（b）图（a）示出当移相角等于零即时，与归一化频率（所谓归一化频率即指的比值）和的关系。由图可见，当固定为某一个值时，调节开关频率的大小就可以调节输出电压。且当开关频率等于谐振频率时，电压增益等于一；在相同的频率点处，负载越重（所谓负载重即指负载消耗电路的功率大，又故电阻阻值小）即越小，（，电阻减小则品质因数增大）增益随之减小。当开关频率固定时，占空比越大，增益越大。(由公式3.11得出)图（b）表示出的是移相角与电压增益之间的关系曲线。移相角的变化范围是0到。从图中可以看出，当开关频率固定时，移相角越小，电压增益越大。（由公式3.12得出）3.2.2 输入阻抗和谐振电流输入阻抗为:Error! No bookmark name given. (3.13)上式中；为输入阻抗的幅值，相角。 由式3.13可知，在处，谐振电路的电抗为零。下图分别示出了、与归一化频率与品质因数的关系。由于在处电抗为零，故输入阻抗的模值最小，即最小。同时，在相同频率下，负载越轻（指负载消耗的功率小，电路阻值大），越大。当开关频率谐振频率时，相角小于零，表示谐振电路呈容性，反之电路呈感性4。在本次设计中，采用的是电路呈感性的情况，即开关频率大于谐振频率。图3.7 、与归一化频率与品质因数的关系3.2.3 输入、输出有功功率根据稳态模型，为的基波分量，即 （3.14)若开关频率大致等于谐振频率，