毕业设计（论文）基于单片机的开关电源设计.doc

毕业设计材料之二（1）安徽工程大学本科毕业设计专 业： 电气工程及其自动化 题 目： 基于单片机的开关电源 设计 作 者 姓 名： 导师及职称： 导师所在单位：安徽工程大学电气工程学院2012年 6 月 13 日安徽工程大学本科毕业设计任务书 2012 届 电气工程 学院 电气工程及其自动化 专业学生姓名： 毕业设计题目中文：基于单片机的开关电源设计英文：Design of Switching Power Supply based on MCS 原始资料：输入电压：220V(AC）输出电压：0-30V(DC)最大输出功率：420W 毕业设计任务内容1、课题研究的意义开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。 开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域。2、本课题研究的主要内容：用单片机作为控制器结合专用的PWM集成电路，设计一台高频开关电电源。该开关电源应用于小功率负载。主要内容包括：数字式PWM的产生及控制方式、镇流电路设计、逆变电路设计、软件部分设计等。3、提交的成果：（1）毕业设计正文；（2）电器原理图；（3）一篇引用的外文文献及其译文；（4）附10篇主要参考文献的题录及摘要。（5）部分主要源程序指导教师（签字） 教研室主任（签字）批 准 日 期2012年1月5日接受任务书日期2012年1月10日完 成 日 期2012年6月13日接受任务书学生（签字摘要本次设计的主要目的是实现一个开关电源，开关电源在日常生活中应用非常广泛，比如电视机、电脑、冰箱以及其他常用的电子产品都需要开关电源，如今是数字化时代，用单片机实现电子产品十分方便，所以在这次设计中使用了单片机实现。本设计提出了一种基于脉冲宽度调制(PWM)高效率、低功耗开关电源直流电压转换器的设计方法, 采用全桥、降压、推挽回路为主电路拓扑，单片机对输出电压和电流进行采样形成高精度的电压电流反馈。在设计中对输入进行了滤波同时还进行了输入保护的设计，对功率变换电路进行了着重介绍,逆变电路使用MOSFET斩波电路进行逆变，对高频变压器的相关参数进行了计算，使用IR2110对MOSFET斩波电路进行驱动。单片机控制部分使用80C51单片机进行控制，对反馈的电压值进行显示，可以通过键盘对输出电压值进行设定实现人机交换。单片机将设定值传输给PWM控制器，通过PWM控制器控制MOSFET斩波电路从而控制输出，PWM控制器使用TL494, 本次设计中使用的控制策略为PID算法。关键词： TL494；脉宽调制；开关电源；PWM；MOSFET斩波AbstractThis design of main purpose is to achieve a switching power supply, switching power supply is widely used in daily life in, such as televisions, computers, refrigerator and other commonly used electronic products require power supply, now is The digital age, electronic products achieved with SCM very convenient, so the design used in this MCU. This design is a design method of DC voltage switching power is proposed which is based on PWM modulates and has high efficiency and low power loss. It uses entire bridge, voltage dropping and push-pull to return route as primarily electric circuit topology. MCU carries on the sampling to the output voltage and the electric current to form a high accuracy voltage and current feedback.In the design while filtering the input we also make an Input protection design. The design focuses on the power conversion circuit. Inverter circuit uses MOSFET chopper circuit to inverter. Calculate the relevant parameters of high frequency transformer. Use Ir2110 to drive the MOSFET chopper circuit.MCU control part uses 80C51. MCU shows the feedback voltage. In order to achieve human-computer exchange the design through the keyboard to setting the output voltage. MCU will set the value transmitted to the PWM controller. IN order to control the output voltage. The design uses the PWM controller to control the MOSFET chopper circuit. The PWM controller is TL494. The control strategy is used by the PID algorithm.KEYWORDS: TL494; Pulse Width Modulation; Switching power supply; PWM; MOSFET chopper circuit.目录第1章绪论41.1 开关电源工作原理41.2 开关电源的组成51.3 开关电源的特点51.4 开关电源发展方向5第2章 系统的总体设计72.1 方案论证72.2 主体思路82.3 软件设计思路10第3章 系统硬件设计113.1 隔离式高频开关电源113.2 输入电路设计113.3 功率变换电路设计133.4功率管MOSFET及其驱动183.5输出电路设计233.6 PWM控制电路263.7单片机控制电路30第4章 软件设计344.1总体编程思想344.2键盘防抖动子程序344.3 数码显示子程序354.4采样子程序设计364.5中断处理程序设计374.6 PID控制算法384.7数字滤波38参考文献40结论与展望41致 谢42附录1电气原理图43附录2外文文献及译文47附录3参考文献摘要53附录4部分程序代码55插图清单图1-1开关电源的工作原理4图2-1开关电源的一般框图7图2-2非隔离式DC-DC结构7图2-3隔离式DC-DC结构8图2-4系统总框图1图3-1开关电源的基本功能框图11图3-2输入电路原理图11图3-3热敏电阻的温度系数13图3-4典型的全桥推挽式隔离变换器电路结构14图3-5推挽式开关变压器电源各主要工作点的电压、电流波形14图3-6典型的MOSFET曲线19图3-7 2110驱动电路20图3-8 IR2110的内部结构21图3-9用于驱动板桥的电路21图3-10产生共态导通现像两只功率输出的波形23图3-11 PWM简单的LC滤波网络23图3-12 Vin和Vout波形图24图3-13 Vout与占空比D的关系24图3-14电压反馈回路及PWM的响应波形26图3-15TL494内部原理图27图3-16 TL494输出波形图28图3-17单端输出和推挽输出连接方式29图3-18 误差放大器和电流检测放大器连接图29图3-19 ADC0832管脚图30图3-20 ADC0832与单片机的接口电路31图3-21四位数码显示电路32图4-1显示子程序流程图36图4-2单片机闭环控制系统框图1插表清单表3- 1 EE型磁芯参数16第1章绪论1.1 开关电源工作原理开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比调整输出电压，开关电源的工作原理可以用图1-1进行说明。图中输入的直流不稳定电压Ui经开关S加至输出端，S为受控开关，是一个受开关脉冲控制的开关调整管，若使开关S按要求改变导通或断开时间，就能把输入的直流电压Ui变成矩形脉冲电压。这个脉冲电压经滤波电路进行平滑滤波后就可得到稳定的直流输出电压Uo。 (a) 电路图；(b) 波形图图1-1开关电源的工作原理为方便分析开关电源电路，定义脉冲占空比如下 (1-1)式中，T表示开关S的开关重复周期；TON表示开关S在一个开关周期中的导通时间。开关电源直流输出电压Uo与输入电压Ui之间有如下关系：Uo=UiD (1-2)由式(1-1)和式(1-2)可以看出，若开关周期T一定，改变开关S的导通时间，即可改变脉冲占空比D，从而达到调节输出电压的目的。T不变，只改变来实现占空比调节的稳压方式叫做脉冲宽度调制(PWM)。由于PWM式的开关频率固定，输出滤波电路比较容易设计，易实现最优化，因此PWM式开关电源用得较多。若保持不变，利用改变开关频率f=1/T实现脉冲占空比调节，从而实现输出直流电压Uo稳压的方法，称做脉冲频率调制(PFM)。由于该方式的开关频率不固定，因此输出滤波电路的设计不易实现最优化。既改变，又改变T，实现脉冲占空比调节的稳压方式称做脉冲调频调宽方式。在各种开关电源中，以上三种脉冲占空比调节的稳压方式均有应用。1.2 开关电源的组成开关电源的基本组成所示。其中DC/DC变换器用以进行功率变换，它是开关电源的核心部分；驱动器是开关信号的放大部分，对来自信号源的开关信号进行放大和整形，以适应开关管的驱动要求；信号源产生控制信号，该信号由它激或自激电路产生，可以是PWM信号、 PFM信号或其他信号；比较放大器对给定信号和输出反馈信号进行比较运算，控制开关信号的幅值、 频率、 波形等，通过驱动器控制开关器件的占空比，以达到稳定输出电压值的目的。除此之外，开关电源还有辅助电路，包括启动、 过流过压保护、 输入滤波、 输出采样、 功能指示等电路。反馈回路检测其输出电压，并与基准电压比较，其误差通过误差放大器进行放大，控制脉宽调制电路，再经过驱动电路控制半导体开关的通断时间，从而调整输出电压。DC/DC变换器有多种电路形式，其中控制波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振变换器应用较为普遍。开关电源的负载变换瞬态响应主要由输出端LC滤波器的特性决定，所以可以通过提高开关频率、 降低输出滤波器LC的方法来改善瞬态响应特性。1.3 开关电源的特点开关电源具有如下特点：(1) 效率高。开关电源的功率开关调整管工作在开关状态，所以调整管的功耗小，效率高，一般在80%90%，高的可达90%以上；(2) 重量轻。由于开关电源省掉了笨重的电源变压器，节省了大量的漆包线和硅钢片，从而使其重量只有同容量线性电源的1/5，体积也大大缩小了；(3) 稳压范围宽。开关电源的交流输入电压在90270 V内变化时，输出电压的变化在±2%以下。合理设计开关电源电路，还可使稳压范围更宽并保证开关电源的高效率；（4）安全可靠。在开关电源中，由于可以方便地设置各种形式的保护电路，因此当电源负载出现故障时，能自动切断电源，保障其功能可靠； (5) 功耗小。由于开关电源的工作频率高，一般在20 kHz以上，因此滤波元件的数值可以大大减小，从而减小功耗；特别是，由于功率开关管工作在开关状态，损耗小，不需要采用大面积散热器，电源温升低，周围元件不致因长期工作在高温环境而损坏，因此采用开关电源可以提高整机的可靠性和稳定性2。1.4 开关电源发展方向开关电源产品的技术发展动向是高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化、小型、薄型、轻运化。由于电源轻、小、薄的关键是高频化，因此国外目前都在致力于同步开发新型高智能元器件，特别是改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，并同时采用SMT技术在电路板两面布置元件以确保开关电源的轻、小、薄。 （1）高效电源管理从以前的线性设计到当今的开关电源设计，是高效电源发展的一种集中体现。各国积极倡导节能环保而纷纷制定的高效电源规范，也是推动高效节能电源、低待机能耗产品应用的主要动力。尤其是未来越来越多的中国产品将出口到国外，需要满足欧美等国的电源标准，这将促进中国企业对高效电源的需求。对于便携式电源管理，效率尤为重要。 （2）低功耗随着各种整机设备市场规模的不断增长和社会对环保问题的日益重视，功耗问题逐渐成为关注热点，电源管理和电源控制市场成为整个半导体产业中最为活跃的领域之一，降低电子产品功耗这一需求，将推动电源管理器件市场的稳步发展。 （3）智能化运用电源管理程序实现节电控制也是非常有效而可行的方法，目前大多数笔记本，普遍采用这种智能节电管理技术，它是利用软件的方法对各主要耗电部件的用电状态控制，对暂不工作的部件减少甚至停止供电。 （4）高集成便携式应用的空间十分有限，这就迫使电源供应商把更多功能集成到更小的封装内，或者把多路电压转换集成到单芯片封装内。在日益竞争的时代，提供高效整合体积的解决方案势在必行，且应以整体电源方案为用户降低成本，提升效能与可靠度。 （5）多功能2005年，美国国家半导体公司(NS)宣布推出一款可为先进应用及通信处理器提供供电的电源管理产品。它具有可编程的灵活性，可为采用ARM技术的应用及通信处提供稳定的供电。它的电源管理单元Flex PMU是一个单芯片的解决方案，设有一个在一起的供电区。第2章 系统的总体设计2.1 方案论证开关电源具有较快的发展，从而产生了不同的设计思路。开关电源的一般结构框图如图2-1所示，本设计通过对不同的方案的对比得出了最佳方案的设计。图2-1开关电源的一般框图 2.1.1 DC-DC主回路拓扑结构方案一：主回路采用非隔离推挽式拓扑结构（如图2-2所示），只能获得低于输入电压的输出电压，且输出电压与输入电压不隔离，容易引起触电事故。图2-2非隔离式DC-DC结构 方案二：主回路采用隔离推挽式拓扑结构（如图2-3所示），输入与输出电气不相连，通过开关变压器的磁偶合方式传递能量，适合实验室使用。本设计采用方案二。图2-3隔离式DC-DC结构 2.1.2控制方法及实现方案方案一:采用脉冲频率调制FPM(Pulse Frequency Modulation)的控制方式，其特征是固定脉冲宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。输出电压的调节范围大，但要求滤波电路必须在宽频带下工作。方案二：采用脉冲宽度调制PWM（Pulse Wildth Modulation）的控制方式，其特征是固定开关的频率，通过改变脉冲宽度改变占空比控制型效率高并具有良好的输出电压和噪声。基于上述考滤及题目的具体要求，本设计选用PWM调制方式2。2.1.3 提高效率的方法及实现方案针对提高效率的问题，使用了如下两种方案。方案一：降低开关变压器次级的输出整流管VD2的损耗，进而提高变换效率。可以选择肖特基二极管，其正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。方案二：使斩波器斩波频率与开关变压器的频率相匹配。改变控制器的开关频率使得开关变压器的磁损耗达到最小，以提高电源的转换效率。2.2 主体思路采用80C51单片机对基于控制PWM的不对称半桥式功率变换器的数字控制， 实现直流输出电压的设定和步进的连续调整，最大输出电流为5A。系统主要包括控制开关电源模拟电路部分和单片机组成的数控部分。系统框图如图2-4所示图2-4系统总框图输入电路部分：首先由一个压敏电阻对输入的市电进行尖峰电压限幅，然后由一个扼流线圈对输入浪涌电流进行限流，再由全桥整流滤波电路将输入电压转化成300V直流电压。功率变换部分：本设计选用隔离式开关变压器，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件，并通过MOSFET功率管对300V直流电压进行PWM斩波，送入到高频开关变压器进行功率的变换及传送。驱动电路部分：高压侧MOSFET选用IRFPF50，低压侧选用IRF540和IRF5305。MOSFET的工作需要有专用的驱动电路，由MOSFET的各个参数算出选择IR2110作为MOSFET的驱动电路。IR2110是多通道，输出电流为2A的MOSFET驱动芯片，其各个指标都满足本设计的要求。输出电路部分：高频开关变压器变送过来的高频脉动电动势不能直接用于输出，需要对功率PWM波进行高频整流滤波。由PWM控制器的输出PWM的频率可知，整流管的开关频率必须大于500KHz。又由于输出电流较大，整流管的压降损耗严重，因此要选择低导通压降的快恢复二极管。经过元器件的选型与比较，本设计选用MUR3060PT肖特基二极管。MUR3060PT肖特基二极管正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。PWM控制部分：由开关电源专用控制芯片TL494控制PWM的输出，TL494的振荡频率由其5、6引脚的RC值决定，约为f=1.1/（RC）。振荡器产生的锯齿形振荡波送到PWM 比较器的反相输入端，脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端，通过PWM 比较器进行比较，输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时，TL494 输出的脉冲宽度也随之改变，从而改变开关管的导通时间Ton ，达到调节、稳定输出电压的目的反馈检测部分：输出电压经过电压采样、电流采样后送到TL494的反馈输入端，从而达到控制脉冲宽度的调制。脉冲调宽电压可由3 脚直接送入的电压来控制，也可分别从两个误差放大器的输入端送入，通过比较、放大，经隔离二极管输出到PWM 比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用，如分别用于反馈稳压和过流保护。信号给定部分：本设计选用单片机控制系统的工作。89C51单片机主要是对功率电路的控制和对输出电压、电流的采样反馈。信号的给定则用PWM的方式进行D/A输出，对PWM进行二阶滤波后，信号的输出电压Uo=DU，其中U为PWM波形的高电平值。PWM选用16位计数方式，则D/A的分辨率为1/65535，此分辨率完全满足了本设计的要求。2.3 软件设计思路单片机根据键盘输入值和取样值之间的差值，修改脉冲占空比，并输出控制功率开关管，以便得到期望的输出电压值，并根据A/D转换器所采样的电压和键盘输入比较，根据差值调用PID算法再次修改脉宽使输出电压稳定。开关变换器采用磁铁心电感作为储能元件，在功率开关管导通时，电感储能，在开关管截止时，电感释放能量给负载。单片机定时采样输出端的电压，通过ADC0832送进单片机进行处理，单片机根据处理结果输出更新的控制信号，经过光电耦合器滤除干扰后输出控制信号控制功率开关管工作状态。在本系统中，用户可以根据需要从键盘输入期望的电压，单片机会根据键盘输入与采样电压的差值，更新脉宽，使电源输出相应电压，更新脉宽后，单片机会马上调用PID控制算法，对输出电压进行稳定控制。 闭环时，电源自动进行脉宽调制，当系统读取到键盘预置的电压变化时，先将键盘输入值和从输出端的取样值相比较，假设当前键盘输入为10v，从输出端取样的值为6v，差值为4v，则系统会根据这个差值，更新脉宽使得输出端电压上升为10v；同样，当键盘输入为6v，输出端取样值为10v，差值为-4v，系统会根据算法，将占空比减小以使输出电压变小，这就是系统脉宽调制过程。同时，电源可以自动稳压，假定在某一正常状态下，输出为V0，反馈电压问Vf（Vf=V0），用户设定电压为Vs，当V0=Vs时，偏差为0，单片机不进行脉宽更新，当电网波动导致输出增加时，即V0>Vs时,单片机采样的电压也增加，单片机根据偏差修改占空比使导通时间变小，从而使电压下降，同样当电网波动使输出电压下降时，即V0<Vs时，单片机修改脉宽使导通时间变长，从而使输出电压上升，如此循环来进行稳压。第3章 系统硬件设计3.1 隔离式高频开关电源隔离式开关电源的变换器具有多种形式。主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等。在设计电源时，设计者采取哪种变换器电路形式，主要根据成本、要达到的性能指标等因素来决定。各种形式的电源电路的基本功能块是相同的，只是完成这些功能的技术手段有所不同。隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组的脉冲电压整流滤波而来。开关电源的基本功能框图如图3-1所示。图3-1开关电源的基本功能框图3.2 输入电路设计前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进行整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是180-260v的范围。220V市电经整流桥整流以后，变为约300V的。如图3-2所示。图3-2输入电路原理图3.2.1电压整流技术在前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进行整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是180-260v的范围。220V市电经整流桥整流以后，变为约300V的脉动电压，再由滤波电容平滑滤波后，得到较为平直的300V直流电压，以给开关变压器供电。3.2.2输入滤波电容在交流输入电压最低时，整流滤波后的直流电压的脉动值Vpp是最低输入交流电压峰值的20%-25%。设输入交流电压的变化范围为Vline(min) Vline(max)，频率f=40khz。相电压有效值：Vline(min) Vline(max)：220V*（15%20%）=176253V相电压峰值：Vline(min) Vline(max)：249358V 整流滤波后直流电压的最大脉动值：Vpp=Vline(min)*（20%25%）=50V（单相） 整流滤波后的直流电压Vin:（Vline(min)-Vpp）Vline(max)为了保证整流滤波后的直流电压最小值Vin(min)符合要求，每个周期中Cin所提供的能量约为：Win=15.7(焦耳)每个半周期输入滤波电容所提供的能量为： =Cin(Vline(min)2-Vin(min)2 （3-1）因此输入滤波电容容量为：Cin=Win/(Vline(min)2-Vin(min)2)=713F （3-2）上式中，变压器转换率=70%，由于我们提供的是单相输入则：A=1，频率f=40KHZ。3.2.3输入浪涌保护器件 隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流。所以必须在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的E5R值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。通常广泛采用的措施有两种，一种方法是利用电阻一双向可控硅并联网络；另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪捅电流减小到安全值。本设计采用负温度系数(NTc)的热敏电阻5。热敏电阻技术：这种方法是把NTc(负温度系数)的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。RTl和RTz与NTc热敏电阻的电阻温度特性和温度系数的关系如图3-3所示图3-3热敏电阻的温度系数图3-3中，是热敏电阻的温度系数，用每度百分比(c)表示。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择得合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。3.2.4输入尖峰电压保护在一般情况下，交流电网上的电压为220v左右，但有时也会有高压的尖峰出现。比如电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kv。另一方面，电感性开关产生的电压尖峰的能量满足下面的公式： （3-3）式3-3中L是电感器的漏感，I是通过线圈的电流。由此可见，虽然电压尖峰持续的时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏，所以必须要采取措施加以避免 6。用在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金局氧化物压敏电阻(MOV)瞬态电压抑制器。当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时，它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压使输入电压达到安全值。瞬间的能量消耗在压敏电阻上，在选择压敏电阻时应按下述步骤进行。（1）选择压敏电阻的电压额定值，应该比最大的电路电压稳定值大10-20；（2）计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦尔数；（3）查明器件所需要承受的最大尖峰电流。上述几步完成后，就可以根据压敏电阻参数资料选择合适的压敏电阻器件。3.3 功率变换电路设计3.3.1 隔离全桥推挽变换电路一般情况下，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件。在电路中，它是以变压器的形式出现的，但实际上它起的作用是扼流圈。典型的全桥推挽式隔离变换器电路结构如图3-4所示图3-4典型的全桥推挽式隔离变换器电路结构图3-4是输出电压可调的推挽式变压器开关电源电路。在全波整流输出的LC储能滤波电路中可以省去一个续流二极管，因为用于全波整流的两个二极管可以轮流充当续流二极管的作用。双激式开关电源比单激式开关电源，具有输出功率大、电压纹波小、电压输出特性好等优点，如图3-5所示：图3-5推挽式开关变压器电源各主要工作点的电压、电流波形图3.5a）表示控制开关K1接通时，变压器初级线圈N1绕组两端的电压波形。图3.5b）表示控制开关K2接通时，变压器初级线圈N2绕组两端的电压波形。图3.5c）表示控制开关K1和K2轮流接通时，变压器N3绕组两端电压Uo的波形。图3.5d）表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经全波整流后的电压波形。图3.5c）中，Up、Up -分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压Uo的正最大值（半波平均值）和负最大值（半波平均值），Up、Up -分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端反激输出电压的正最大值（半波平均值）和负最大值（半波平均值）。图3.5d）中，实线波形对应控制开关K1接通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形；虚线波形对应控制开关K2接通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形。Ua表示整流输出电压的平均值。图3.5d）中，仅用储能电容对整流输出电压进行滤波，是很难从脉动直流中取出输出电压的平均值的，必须同时使用储能滤波电感才能取出输出电压的平均值。根据图3.4和图3.5，把整流输出电压Uo和LC滤波电路的电压Uc、电流iL整定，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 （3-4）或 （3-5）同时可以求得输出电压Uo为： （3-6）3.3.2磁芯的选择高频变压器的最大承受功率P与磁芯截面积S（单位是cm）之间存在下述经验公式。S=0.11 （3-7）其中，P的单位是W。现实际输出功率P=420W。设开关电源的效率=70%，则高频变压器的额定输入功率P= P/=600W。设计高频变压器时应留出余量，可取P=700W，代入式（3-7）中求出S=2.91 cm,即Ae=291mm2.查表3-1可知，EE55型磁芯的Ae=354mm，与之最为接近,故选用EE55。表3-1 EE型磁芯参数型号C1(mm-1)Ae(mm2)le(mm)Ve(mm3)EE102.4610.626.1276EE112.2112.327.2334EE161.80519.635.4693EE191.74122.839.6903EE201.20839.047.11840EE222.1924.653.91320EE251.07844.547.92130EE550.3435412042500EE650.27950013969700EE700.34446115973200EE85A0.264714188134500EE85B0.22859189162000EE1100.19112802443120003.3.3计算脉冲信号的最大占空比D当电网电压在220V±20%范围内变化时，就对应于176264V。经全波整流和滤波后直流输入电压的最大值、最小值分别为U360V，U240V。由于采用的是全桥推挽式变换电路，故占空比D可达到100%，但考虑到要留一定的死区时间，以免烧坏MOSFET管，因此D取803.3.4确定一次绕组的匝数N一次绕组的安匝数N与所储存的电能W之间存在下述关系式N= （3-8）将W=10.2mJ，B=130mT，S=3.28 cm一并代入（3-8）中，得到N=469.0安匝。因此N=58.5匝 （3-9）实取N=60匝，可采用的高强度漆包线绕制而成。3.3.5确定自馈绕组N和二次绕组的匝数一旦一次绕组匝数确定之后，利用下式即可计算N、的匝数N= （3-10）式中 绕组N（或）两端的电压；U输出整流二极管的正向压降。自馈绕组U回路中的整流管VD采用FR305型快恢复二极管，其中U1V。绕组两端的有效值电压为20V时，经整流滤波后可获得大约16V的直流电源，向TL494供电。不难算出N=12.1匝 （3-11）实取N=11匝，采用的高强度漆包线绕制。二次绕组回路中选用肖特基整流二极管MUR3060PT，U0.4V，=40V，故=12匝 （3-12）鉴于当输出电流I达到5A时，在绕组的铜阻及输出引线电阻上均会产生较大的压降，会造成输出电压的跌落，因此应适应当增加的匝数，以增加。实际取=13匝，用4股的高强度漆包线并联后绕制而成，电流密度可用J=2.1A/mm。3.3.6计算空气隙为防止高频变压器发生磁饱和现象而损坏开关功率管，需在EE55型磁芯的两个侧面各留出一定的空气隙。假定磁场集中于气隙处而未向外部泄露，则=0.06cm=0.6mm （3-13）每边可留出0.3mm的气隙，亦可取0.40.5mm的空气隙。3.4功率管MOSFET及其驱动3.4.1功率管MOSFET功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点，因而非常适合用作开关电源（switch-mode power supplies，SMPS）的整流组件。功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压（VGS-TH）时MOSFET才开始导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容（CEI）的充电。功率MOSFET以其导通电阻低和负载电流大的突出优点，已经成为SMPS控制器中开关组件的最佳选择，专用MOSFET驱动器的出现又为优化SMPS控制器带来了契机。那些与SMPS控制器集成在一起的驱动器只适用于电路简单、输出电流小的产品；而那些用分立的有源或无源器件搭成的驱动电路既不能满足对高性能的要求，也无法获得专用单片式驱动器件的成本优势。专用驱动器的脉冲上升延时、下降延时和传播延迟都很短暂，电路种类也非常齐全，可以满足各类产品的设计需要。在计算栅极驱动电流时，最常犯的一个错误就是将MOSFET的输入电容（CISS）和CEI混为一谈，于是会使用下面这个公式去计算峰值栅极电流。