功率因数校正PFC.doc

摘 要功率因数校正PFC（Power Factor Correction）是治理谐波污染的一种有效方法。论文介绍了传统有源功率因数校正（APFC）的工作原理，分析了其主电路在应用中因二极管反向恢复产生的电流冲击与纹波噪声等问题，设计了一种带中心抽头电感的单相Boost高功率因数校正器，该电路采用平均电流模型UC3854，它通过脉宽调制输出的一连串脉冲信号来控制电路中开关晶体管的导通与截止，从而将输入电流与输出电压的相位重新调整到同相状态，最终达到功率因数校正的目的。与传统型功率因数校正主电路相比，该主电路拓扑结构只是在电感磁环上增加了几匝线圈，引出了一个中心抽头，能够有效地抑制电流冲击，降低纹波噪声，提高了功率因数校正主电路的可靠性，分析了尖端失真、输出电压飘升以及重载下输出电压参数调整等实际问题，并给出了相应的解决方案。同时，还设计了UC3854的引脚保护电路和电流放大器的箝位电路。仿真与试验结果表明，该Boost功率因数校正器设计合理，性能可靠，功率因数可达到0.99，而且与当今通用的PFC控制电路兼容。关键词：功率因数校正，整流器，UC3854AbstractPFC (Power Factor Correction) is an effective method to reduce harmonic currents in power grids. The principle of traditional active power factor correction (APFC) are introduced, and analyze the current impact and the ripple noise problems owing to the diode reverse recovery about PFC main circuit which is in practical applications. A single-phase Boost power factor corrector with centrally tapped inductor is proposed. Using the average current model，UC3854 controls the state of the switching transistor in the circuit by outputting a series of PWM (Pulse Width Modulation) signals By this mean it readjusts input current and output voltage to synchronization , thus fulfilling power factor Correction. Compared with the main circuit of traditional PFC, only several windings are added on magnetic ring and tapped, which effectively suppresses the impact current, reduces the ripple noise and improves the reliability of PFC main circuit. Problems of cusp distortion, output voltage shifting and output voltage regulation with heavy load are analyzed and solutions are given respectively. At the same time, protecting circuit for pins of UC3854 and current amplifier clamping circuit to limit the output voltage swing are designed. The simulation and experiment show that, the proposed PFC design is rational, reliable and compatible with popular PFC control circuit, while its power factor reaches 0.99.Key word: power factor correction, rectifier,UC3854目录摘 要IABSTRACT（英文摘要）II目录III第一章 引 言1 1.1 课题研究的意义1 1.2 功率因数校正技术的研究现状21.3 主要研究内容3 第二章 单相功率因数校正的基本原理52.1 功率因数的基本概念5 2.1.1 功率因数的定义52.1.2 功率因数PF与总电流谐波畸变(THD)的关系52.1.3 功率因数校正的分类6 2.2 有源功率因数校正的基本原理6 2.3 APFC的典型控制方法7 2.3.1 峰值电流型控制(Peak Current Mode Control)8 2.3.2 电流滞环控制(Hysteresis Current Control)92.3.3 平均电流型控制(Average Current Mode Control)11第三章 有源功率因数校正主电路方案论证133.1 单相功率因数校正电路在实际应用中的问题133.2 三种改进型单相功率因数校正主电路拓扑153.3 方案比较17第四章 500W Boost型PFC实验电路的设计184.1 功率因数校正芯片UC385418 4.1.1 UC3854简介184.1.2 引脚功能概述194.1.3 UC3854保护功能214.2 Boost型PFC实验电路的技术指标及PFC目的214.2.1 系统的主要技术指标214.2.2 PFC的目的224.3 系统主电路的设计224.3.1 Boost变换器的设计234.4 基于UC3854芯片系统控制电路的设计264.4.1 外围电路的设计264.4.2 电流误差放大器补偿网络的设计304.4.3 电压误差放大器补偿网络的设计314.5 功率因数校正器的优化设计324.5.1 传统校正电路及其存在问题324.5.2 主电路性能优化设计334.5.3 控制电路优化设计34第五章系统仿真及分析365.1 输入电压输入电流波形仿真365.2 谐波分析385.3 关键点波形405.4 应用 Protel 绘制原理图41结 论43参考文献44致谢及声明45第一章 引 言1.1 课题研究的意义随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通和家庭中的应用日益广泛，而谐波所造成的危害也日益严重，这己经严重阻碍了电力电子技术的发展。从220V交流电网经整流供给直流是电力电子技术及电子仪器中应用极为广泛的一种基本变流方案。在含有AC/DC变换器的电力电子装置中，DC/DC变换器或DC/AC变换器的供电电源一般是由交流市电经整流和大电容滤波后得到较为平直的直流电压。大家都知道整流器电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的结合，因此，虽然输入交流电压是正弦波，而输入交流电流却是一个时间很短、峰值很高的周期性尖峰电流，波形严重畸变。对这种畸变的输入电流进行傅立叶分析，它除含有基波外，还含有大量的高次谐波分量。这些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波“污染”，造成严重危害。其主要危害有1：（1）产生“二次效应”。即谐波电流在输电线路阻抗上的压降会使电网电压 (原来是正弦波)发生畸变，影响各种电气设备的正常工作。（2）谐波会造成输电线路故障，使变电设备损坏。例如，线路和配电变压器过热、过载。在高压远距离输电系统中，谐波电流会使变压器的感抗与系统的容抗发生LC谐振；在三相电路中，中线电流是三相三次谐波电流的叠加，因此，谐波电流会使中线电流过流而损坏，等等。（3）谐波影响用电设备。例如，谐波电流对电机除增加附加损耗外，还会产生附加谐波转矩、机械振动等，这些都严重影响电机的正常运行;谐波可能使白炽灯工作在较高的电压一下，这将导致灯丝工作温度过高，缩短灯丝的使用寿命，等等。（4）谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并使电气测量仪表计量不准。（5） 谐波会对通信电路造成干扰。电力线路谐波电流会通过电场祸合、磁场祸合和共地线祸合对通信电路造成影响。有源功率因数校正技术是在整流器和滤波电容之间增加一个DC/DC开关变换器。其主要思想如下:选择输入电压为一个参考信号，使得输入电流跟踪参考信号，实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似同频同相的波形，以提高功率因数和抑制谐波:同时采用电压反馈，使输出电压为近似平滑的直流输出电压。简而言之，有源功率因数校正技术的目的是使输入电流跟踪输入电压，并使输出电压稳定。近年来，高频开关电源在国民生活中的使用越来越广泛，特别是现在提倡“绿色电源”，要求装置对电网无污染，主要包括谐波含量、功率因数、波形畸变等。解决这个问题的积极办法就是采用功率因数校正(PFC)技术。因此本文对功率因数校正技术的研究具有一定的现实意义和实用价值。1.2 功率因数校正技术的研究现状对于作为主要谐波源且功率因数很低的整流器，抑制谐波和提高功率因数的基本思路有两条：一是装设补偿装置对其谐波进行补偿，二是对整流器本身进行改进。与设置补偿装置来补偿谐波相比，改进变流器自身性能的方法是一种更积极的方法，也是目前的研究热点之一。在电路的单相PFC控制中，一般有两种方法控制系统的功率变换。第一种是单级转化，它将输入电流控制、负载电压调整以及可能需要的输入输出隔离合成一个功率级；另一种方法是二级策略，即输入级控制输入电流，并提供一个初步变换的输出电压，将负载调整作为第二级，不同的功率级拓扑有其不同的功能。目前，单相功率因数校正技术已是一项成熟的技术。为了提高AC-DC开关变换器输入端功率因数，最简单的方法是采用无源校正技术，即在整流输出端接LC滤波器。这种方法虽然也能使PF提高到0.9左右，但它只能对某型指定的谐波进行抑制和基波相移补偿，无论体积、重量、价格等因素都限制了它在实际中的应用。有源功率因数校正(APFC)技术是在变流装置的整流电路与输出电容之间增加了一个功率变换电路，实际上是一个特殊控制的DC-DC开关变换器，可利用输入电流和输出电压双环控制环路，使输入电流波形接近正弦，与输入端同相，从而使输入端功率因数接近于1.0，而且具有稳定的直流输出电压。最常见的APFC电路是Boost开关变换器，可以采用峰值电流、平均值电流或滞环电流等模式进行控制。有源功率因数校正技术适应了电力电子技术的发展方向，近年来受到广泛重视。目前，国内外在PFC控制技术、数学模型的建立、检测手段等方面都作了大量的研究。对于小功率(100 W以下)AC-DC开关电源，现在国内外正在研究单级高功率因数电路(APFC电路和开关电源只用一级电路构成)，功率因数可达0.9，而成本只增加5%。国际产业界也开发研制出许多专用APFC控制芯片，UNITRODE，TOKO、MICROLINER，MOTOROLA等国际知名IC公司生产的APFC控制IC达64种之多，极大的简化了有源功率因数电路的设计，推动了APFC技术的发展和应用。1.3 主要研究内容本文在对国内外有源功率因数校正技术分析、研究的基础上，进行Saber仿真对Boost型有源功率因数校正器系统进行深入的研究。论文主要从以下几个方面展开研究：（1）概述功率因数校正技术的发展状况及其分类，本课题的研究目的及意义。（2）在论述有源功率因数校正基本原理的基础上，对有源功率因数校正器几种主功率拓扑进行分析和比较，并总结各自的优缺点；指出几种改进型功率因数校正主电路拓扑；并说明改进后电路的特性；对有源功率因数校正电路的控制策略进行了详细的分类阐述，总结各自的优缺点及适合的应用场合。通过分析比较确定本文研究的对象平均电流控制模式的Boost型功率因数校正技术。（3）分析Boost变换器各个环节的电压、电流的变化情况及电路波形。（4）对Boost型PFC系统进行了仿真，并比较分析系统在功率因数校正前后的输入电压电流波形和输出电压波形的变化，结果验证本文的方法，设计Boost型PFC电路的各参数可获得满意得效果，说明这种设计方法的合理性。第二章 单相功率因数校正的基本原理2.1 功率因数的基本概念2.1.1 功率因数的定义功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值。即式中 表示输入基波电流有效值；表示输入总电流有效值；r=表示输入电流失真系数；表示基波电压与基波电流之间的相移因数，因此功率因数PF又可定义为输入电流失真系数(r)与相移因素()的乘积。2.1.2 功率因数PF与总电流谐波畸变(THD)的关系根据总谐波畸变的定义23式中为n次谐波电流有效值；因此功率因数（）的表达式可变换为=即 =由上式可以看出，可以采用两种方法来提高功率因数(PF)：一是就最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD 值达到最小；二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使=l，从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术，可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈纯正正弦波，并且和输入电压同相位。2.1.3 功率因数校正的分类PFC技术的主要方法可以分为无源PFC技术和有源PFC技术。无源PFC技术采用无源器件，如电感和电容组成的谐振滤波器，实现PFC功能，主要优点：简单、成本低及电磁干扰（EMI）小等。主要缺点：难以得到高功率因数，低频时元器件尺寸和重量大，工作性能与频率、负载变化和输入电压变化有关，电感和电容间有大的的充放电电流等。有源PFC技术采用有源器件，如开关管和控制电路，通过控制开关管的动作，实现输入电流跟随输入电压波形的变化，从而获得高的功率因数。有源PFC技术主要优点：功率因数高，总谐波畸变（THD）小，输入电压工作范围宽，输出电压可保持稳定等；主要缺点是：电路复杂，成本增加，效率会下降。有源PFC技术已经广泛应用在AC-DC开关电源，UPS电源，电子镇流器等电子仪器中4。2.2 有源功率因数校正的基本原理有源功率因数校正APFC(Active Power Factor Correction)的基本电路由两大部分组成：主功率电路和控制电路，如图2-1所示。其基本思想是：将输入的交流电压进行全波桥式整流，对得到的整流直流电压进行DC-DC变换。通过相应的控制(PWM调制)使输入电流平均值自动跟随全波整流电压基准，呈正弦波形，且相位差为零，使输入阻抗呈纯阻性，从而实现其功率因数为1。现有的APFC电路一般都采用双环控制，内环为电流环，用来实现DC-DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同：外环为电压环，可保持输出电压稳定，从而使DC-DC变换器输出端成为一个直流电压源。图2-1 有源功率因数校正原理框图图2-1给出了经过校正的输入电流波形(主电路为Boost型)。由图可见，输入电流经PWM脉冲宽度调制，使原来呈脉冲状的波形，被调制成接近正弦(含有高频纹波)的波形。在一个开关周期内，当开关导通时，电感电流等于开关导通电流。当开关关断时，流过开关的电流为零。含有高频纹波的输入电流，经过低通滤波网络，取每个开关周期内的平均值，则可得到较光滑的近似正弦波。2.3 APFC的典型控制方法有源功率因数校正的控制电路必须保证实现输出电压稳定和单位输入功率因数。为了得到稳定的输出电压，可利用电阻分压网络采样输出电压进行反馈控制。对输入电流波形的控制可以采用电压跟随和乘法器两种方法实现。其中乘法器控制应用较为广泛，它通过引入一个输入电流反馈控制环，利用模拟乘法器电路来实现将输入电流校正成为与输入电压同相位的正弦波。2.3.1 峰值电流型控制(Peak Current Mode Control)图2-2是峰值电流控制模式PFC电路原理图。其中功率管的开关周期恒定不变为T。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相的电流控制参考信号(基准电流环信号)。功率管S导通，电感L充电时，电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电，当一个开关周期T结束时，功率管重新导通。图2-3是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形和电感电流波形的示意图。当电感电流的峰值按工频变化，从零变化到最大值时，控制波形的占空比逐渐由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5。当占空比大于0.5时，外部的微扰可以被放大，导致系统电流不收敛，此时可能会产生谐波振荡。为了防止这种情况的出现，电路中须增加一个斜率补偿函数(slope compensation )或斜坡补偿（ramp)，以便占空比在大范围内变化时，电路能稳定工作25。 图2-2 峰值电流控制模式PFC电路原理图峰值电流控制法来实现Boost型PFC电路时的最主要问题是：被控制量是电感电流的峰值，因此并不能保证电感电流(即输入电流)平均值和输入电压完全成正比，并且在一定条件下会有相当大的误差，以至无法满足THD很小的要求。另外，峰值电流对噪声也很敏感。因此在PFC电路中，这种控制方法己经逐渐趋于淘汰。图2-3 峰值电流控制时电感电流波形图2.3.2 电流滞环控制(Hysteresis Current Control)图2-4、图2-5是滞环电流控制法实现Boost型PFC电路的原理图和在半个工频周期内，功率开关管S的控制波形和电感电流波形的示意图。与峰值电流控制法不同的是，被控制量是电感电流的变化范围。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控制参考信号即：上限基准电流环信号和下限基准电流环信号。电感电流的检测信号需要和两个基准电流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信号，其控制步骤为： 当功率管S导通，电感L充电时，电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较，当电感电流上升到上限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电； 当电感电流下降到下限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S导通，电感L重新充电。这种控制模式下，功率管的导通时间是恒定的，而关断时间是变化的，因此功率管的开关周期是变化的。图2-5中实线为电感电流 ，为上限电流基准，为下限电流基准。电流滞环的宽带度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。滞环电流控制法对Boost型PFC电路而言是一种较为简单的控制方式，由于控制中没有外加的调制信号，电流的反馈和调制集于一身，因而可以获得很宽合电流频带宽度，电流动态响应快，具有内在的电流限制能力等优点。它的主要缺点是：负载对开关频率影响很大，因此设计滤波器时，要按最低开关频率考虑，滞环宽度对开关频率和系统性能影响很大，需要合理选取；当输入电源电压近零时，两个基准信号的差值很小，由于比较器精度及延迟等因素，容易引起过零点电流死区问题，这一般需要对电路加以补偿来解决。图2-4 电流滞环控制模式PFC电路原理图图2-5 滞环法控制时电感电流波形图2.3.3 平均电流型控制(Average Current Mode Control)平均电流型控制在功率因数校正中应用最为广泛，其输入电流波形如图2-7所示。它把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流，并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。平均电流型控制将电感电流信号与锯齿波信号相加。当两信号之和超过基准电流时，开关管关断，当其和小于基准电流时，开关管导通。取样电流来自实际输入电流(电感电流) 特点：工频电流的峰值是高频电流的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰低更高，THD 很小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流，并且开关频率是固定的适用于大功率的场合，是目前PFC中应用最多的一种控制方式6。 图2-6 平均电流控制模式PFC电路原理图图2-7 平均电流控制时电感电流波形图第三章 有源功率因数校正主电路方案论证有源功率因数校正电路由主电路和控制电路两部分组成。主电路通常有多种方案可供选择，但每种方案都有各自的特点，本章在分析了传统型Boost单相功率因数校正电路在实际应用中存在的问题后，提出了三种主电路的拓扑结构，并分别说明了每种方案的优缺点，通过比较选出符合本设计要求的最佳方案。控制电路采用目前应用广泛的UC3854控制芯片，它的16管脚按照设计要求输出一定占空比的一连串脉冲信号来控制主电路中开关晶体管VT的导通与截止，从而将输入电流与输出电压的相位重新调整到同相状态，最终达到功率因数校正的目的。3.1单相功率因数校正电路在实际应用中的问题图3-1 Boost有源功率因数校正器原理图升压(Boost)型功率因数校正电路存在的问题：一般的单相功率因数校正(PFC)电路多采用图3-1的升压(Boost)电路作为其主功率电路拓扑，这对于几百瓦的小功率的功率因数校正是较为成熟的技术。采用该电路构成的PFC电路结构简单，容易实现，但在实际应用中有下述需要解决的问题7：1. 开关管开通和关断损耗问题在图3-1所示电路中，功率开关管工作在硬开关方式下，所谓“硬开关”是指功率开关管的开通( turn-on )或关断(turn-off)是在器件上的电压或电流不为零的状态下进行的，即强迫器件在其电压不为零时开通，或电流不为零时关断。由于开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间里，电流上升和电压的下降存在一个交叠区域，因此产生了开通损耗。开关管关断时，电压上升和电流下降同时进行，产生关断损耗。由于功率因数校正电路一般工作在较高频率下，因此开关器件的开通损耗和关断损耗会因开关频率的提高而增加。2. 二极管反向恢复问题二极管从导通变为截止存在着反向恢复期，在此期间，二极管仍处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件，容易造成直流电源瞬间短路，产生很大的冲击电流，轻则引起该开关器件和二极管功耗急剧增加，重则致其损坏。在图3-1所示电路中，当MOSFET导通时，升压电感L储能，当MOSFET关断时，L将储存的能量通过二极管释放到输出电容C(在功率因数校正电路中，C两端的电压约为200V)由于L工作于电流连续模式，所以当MOSFET导通时，二极管D处于反向恢复状态，在反向恢复时间内，200V高电压通过接近短路状态的二极管直接加于MOSFET的两端，使得MOSFET开启瞬时有一个较大的峰值电流。对于小功率的功率因数校正电路，二极管的结温增加不多，反向恢复时间也增加不多。对于大功率的功率因数校正电路，容易造成二极管的结温升高，而结温的升高会导致反向恢复时间增加，这样峰值电流持续时间也随之增长，若结温进一步上升，则进入恶性循环，最终使开关管开启瞬时电流增至较大值，且持续时间不断增长，因而开关管和续流二极管极易损坏。二极管反向恢复时，还会在输入电流、输出电压上引入尖刺纹波噪声。尖刺纹波噪声的根源是二极管反向恢复电流过大引起的及寄生引线电感造成的，因此需设法解决或抑制由于二极管反向恢复而引起过大的，那么就可以有效的减小或抑制了尖刺纹波噪声。3. 容性开通问题在功率因数校正电路中，当开关器件在很高的电压下开通(200V)时，储存在开关器件(MOSFET)结电容中的能量将全部耗散在MOSFET的沟道上，不但造成容性开通问题，还可能引起MOSFET过热损坏。4. 感性关断问题电路中总会存在感组元件(引线电感、杂散电感、变压器漏感等寄生电感或实体电感)，当开关器件关断时，由于通过该感性组件的很大，感应出很高的尖峰电压加在开关器件两端，易造成电压击穿。从以上分析可以得出结论：普通的升压型(Boost功率电路不适宜于较大功率的功率因数校正应用电路。3.2 三种改进型单相功率因数校正主电路拓扑1. 带中心抽头的三点式升压电感电路28电路结构如图3-2所示。通过在升压电感的磁环上增加几匝线圈，使得MOSFET的漏极不再直接和升压二极管相连，这样便可利用电感中的电流不能突变的特性来抑制升压二极管VD的反向恢复所带来的开关管过大的开启瞬时电流及电流冲击，还能抑制过大的开关管开启损耗引起的过热。此电路简单，易于实现。它的主要问题是无法解决二极管VD的反向恢复在输出电压下产生的较大尖刺纹波噪声，因此须在输出端通过增加一级LC滤波器来消除纹波噪声。图3-2带中心抽头的三点式升压电感电路2. 串联电感及RCD低损耗吸收电路和箝位电路在图3-3和图3-4所示电路中，通过增加电感来抑制升压二极管的反向恢复而产生的开关管冲击电流，但当MOSFET关断时，在开关管上产生过电压须另外加以解决。图3-3串联电感及RCD低损耗吸收电路和箝位电路图3-4串联电感及RCD箝位电路图3-3中用，构成RCD低损耗吸收电路。它利用电容两端电压不能突变的特性来抑制因MOSFET关断而由产生的过电压。二极管将开关管结电容上的过电压释放到200V输出端，有效的保护了开关管。图3-4中，构成箝位电路。由于在功率因数校正电路中，输出端用较大的电解电容滤波，因此输出端的电压基本保持在200V，这样就可利用二极管导通时具有的箝位特性来将开关管两端电压箝位在开关管的耐压范围之内。3. 串联肖特基二极管电路图3-5电路中的，均为肖特基二极管，利用肖特基二极管反向恢复时间快(小于10ns)的特点来抑制开关管的开启冲击电流。由于肖特基二极管的耐压较小，所以采用，的串联结构，这种结构也有利于减小开关管的开启冲击电流。但此电路对选用的肖特基二极管耐压及动静态特征的一致性要求较高。图3-5 串联肖特基二极管型电路3.3 方案比较以上介绍的几种主功率电路的拓扑，都可应用于大功率功率因数校正的场合。本设计的主电路要求电路结构简单，能够抑制开关管的开启损耗引起的过热提高系统的可靠性和稳定性同时降低电路中的尖刺纹波噪声。比较以上三种类型的主电路拓扑结构，第二种方案虽然能够抑制开关管两端过电压但电路结构复杂，第三种方案对肖特基二极管的耐压及静态特征抑制性要求较高，不利于系统运行地稳定性，第一种方法不但结构简单而且可靠性好。通过比较，本设计的主电路采用方案一即带中心抽头的三点式电感Boost升压电路。第四章 500W Boost型PFC实验电路的设计4.1 功率因数校正芯片UC38544.1.1 UC3854简介UC3854单片集成电路的内部结构如图4-1所示，它为电源提供有源功率因数校正，还按正弦的电网电压来牵制非正弦的电流变化，能最佳的利用供电电流使电网电流失真最小。UC3854主要包含了一个电压放大器、一个模拟乘法器、一个电流放大器、一个恒频脉宽调制器(PWM )。另外，UC3854还包含了一个功率兼容的栅极驱动器、7.5V参考电压、电网预置器、负载变化比较器、低电源检测器和过流比较器910。 图4-1 UC3854内部结构图UC3854采用平均电流型方式实现定频电流控制，故稳定性高，失真小，且无需对电流进行谐波补偿就能精确维持输入电流的正弦化，这是因为期间的内部基准电压(7.5V)及内部振荡器的幅度(5.6V)都比较高，从而提高了抗噪容限的缘故。UC3854可在交流电压从75V到275V，频率从工频50HZ到400HZ的整个范围内均能使用。为了减少偏置电路的损耗，UC3854还具有启动电流低的特点。该器件可封装在16脚的塑料或陶瓷双列直插式外壳里，也可作一种表面安装封壳12。4.1.2 引脚功能概述1脚 (Gnd )：所有的电压测量都以地电平Gnd脚为参考基准。供电脚VCC和基准电压脚REF均应接一只。0.1uf或更大的陶瓷电容器直接到1脚(Gnd )作为旁路电容。定时电容器的放电电流，也应返回到该脚，从振荡器定时电容器到Gnd脚的引线，也应尽可能短。2 脚 (PKLMT )：即峰值电流限制脚。它的门限电平应为零值(0.01 V )。经该脚接入的负电压加到图中电流检测电阻器上。用一个电阻器由2脚接REF脚，以补偿负极性电流检测信号，使之升到(Gnd)地电平。3 脚 (CA Out )：电流放大输出脚。该脚是宽频带工作放大器的输出端，它检测电网电流，并控制脉宽调制器PWM来校正电流波形。该输出脚的振幅可接近地电平，当必要时允许PWM实现零占空比。即使IC无效，电流放大器仍能维持活性。该电流放大器输出级是一个NPN射极跟随器，并接一只8K电阻器接地。4脚 (ISENSE )：即电流检测负号端。该脚是电流放大器的反相输入端。该脚同非反相输入的乘法器输出，维持功能直到零值或低于地电平。应避免两输入电平不低于-0.5V，由于它们发生短路时经二极管接地。5脚 (Mult Out)：即乘法器输出端和电流检测器正输入端。模拟乘法器的输出端和电流放大器的非反相输入端，被连接在一起作为Mult Out脚。特别注意的是ISENSE脚在低于-0.5 V时也会加到Mult Out脚。由于乘法器的输出是一个电流值，它作为一个高阻抗输入与ISENSE脚相似，所以电流放大器构成差分放大器以抑制地线噪声。6脚 (IAC )：交流电流输入端。该脚输入到模拟乘法器的是一个电流。从该电流IAC脚输入到Mult Out端，乘法器被制成很低的失真，所以该脚只是乘法器的输入端，应用时检测电网电压。IAC脚的标称电压值为6V，所以除了从IAC脚到整流端由一只电阻器之外，又接一只电阻器在IAC脚和REF脚之间。若接REF的电阻器阻值，是接整流器电阻值的四分之一，那么6V的失调电压将被消去，电网电流将具有最小的交越失真。7脚 (VA Out)：放大器输出。该脚是调节输出电压的工作放大器输出端。像电流放大器那样，若IC因ENA或VCC失效，电压放大器将停止工作。也就是说，由于瞬时的失效周期，跨接在放大器的大反馈电容器将停止充电。电压放大器的输出电平低于1V时，将禁止乘法器输出。电压放大器的输出端在IC内部被限制在5.8V左右，以防止过冲。电压放大器的输出级是一个NPN射极跟随器负载，并接一只8K电阻器接地。8脚 (：电网电压有效值。升压PWM的输出值是与输入电压成比例的。所以当输入低带宽升压PWM电压调节器的电网电压变化时，其输出将立刻变化，并缓慢的恢复到调节电平。若器件接的电压与输入的电网电压有效值成正比，那么输入就能补偿电网电压的变化。当最佳控制时，应停留在1.53.5V之间。9脚 (VREF)：电压基准输出。VREF是一个精确值为7.5V的电压基准输出。该输出脚能提供10mA给外围电路，并在IC内部受短路电流的限制。当VCC是低电平或者当ENA为低电平时，VREF则失效，并维持在0V值。为了有良好的稳定性，应当用一只0.1uf或更大的陶瓷电容将VREF对地旁路。10脚 (ENA)：使能控制端。ENA是一个逻辑输入，为PWM输出电压基准和振荡器的使能控制端。ENA还能解除软启动箝位，允许SS脚升高电压。当该脚不用时，应把ENA接到+5V电源上，或者用一只22K电阻器拉高其电位。ENA并非指定用于高速关闭去PWM输出。11脚 (VSENSE)：是电压放大器的反相输入端。该脚通常接反馈网路，并经一个分压器网络接到升压变换器的输出。12脚 ()：是振荡器充电电流和乘法器限制设置端。将一只电阻器从接到地，将调节振荡器的充电电流，并让乘法器输出为最大。乘法器输出电流在接地的电阻分压器上的电压值不会超过3.75 V。13脚 (SS)：软启动。当IC无效或VCC太低时，SS将维持在地电平。当VCC和IC均正常有效时，SS脚电压将被IC内部一个14A的电流源提高超过8V。若SS低于REF， SS充当电压放大器的基准输入。用一只大电容器接SS脚到地，电压调节放大器大的基准电压将缓慢升高，并将缓慢地减小PWM的占空比。万一发出禁止指令或电源跌落，SS将快速放电到地并使PWM无效。14脚 (CT)：振荡器定时电容器。从CT脚接地的电容器将设置振荡器的频率，它按如下关系式计算： 15脚 (VCC)：正极性电源电压。在正常工作时接电源VCC的稳定电流至少为20mA ，高于17V 。在VCC脚也接旁路电容接地，用于吸收对外部MOSFET栅极电容充电时产生的电源电流尖峰。为了防止不适当的栅极驱动信号，IC将阻断输出，直到VCC高于欠压锁定门限并维持在高于较低的门限电平。16脚（）： PWM输出是一个图腾柱式MOSFET栅极驱动器()信号。该输出被IC内部箝位在15V，所以IC可工作在高于35V电压值。采用最小为的栅极串联电阻器，可防止栅极阻抗与栅极驱动器输出之间的互相作用影响，它会引起输出过冲太大。当驱动容性负载时，某些输出的过冲总是会出现的。3.1.3 UC3854保护功能 （1）欠压保护：比较器为监控直流控制电压肠17V；比较器为监控电网电压有效值80V，当或低于所设定下限时，比较器或比较器动作，使开关管S正偏导通，迅速下降为零，使电路中止工作。（2）过载保护：当主电路流过过载电流并使比较器的反向端电压为零时，动作使锁存器F复位，停止工作1。4.2 Boost型PFC实验电路的技术指标及PFC目的4.2.1 系统的主要技术指标本文所研究的单相Boost有源功率因数校正电路，其技术指标如下：（1）输入交流电压：115/50HZ；（2）输出直流电压：200V；（3）输出功率：500W；（4）电流检测为无感电阻；（5）开关频率为40KHZ；（6）输入电流的总谐波畸变率THD 控制在或以下。4.2.2 PFC的目的功率因数校正主要实现两个目的：（1）控制电感电流波形，使它能跟踪输入电压的波形，从而得到高功率因数；（2）为后一级电路提供平滑的直流电压。4.3 系统主电路的设计Boost变换器因其具有特殊优点(在第三章中已作详细介绍)，在有源功率因数校正中应用最多。所以，考虑到电路的实用性，本文设计了采用Boost变换器作为PFC的主电路拓扑。整个APFC主电路的结构如图4-2所示： 图4-2 Boost变换器4.3.1 Boost变换器的设计（1）升压电感L1电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用，并决定了输入端的高频纹波电流总量，因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况：输出功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求，电